常用的器件选型

故城往事

电阻
6 Y% ^9 O: S. U6 X) X- C$ r     电阻的常用选型可能最主要的是0欧姆电阻，其中最主要的参数是功率，对0欧姆电阻而言，功率的大小跟封装是有关系的，关系如下：
' T4 V6 y. L5 Z/ E5 G      0201——1/20
/ {% J% A; J" l* n; F! k5 _6 w      0402——1/16
4 v9 q( ?3 k2 K2 V( ?; M: n      0603——1/8
; t! b& T& D& _      0805——1/4
0 m6 j/ V" @: ]# M      总而言之，封装越大，可以承受的功率也就越大。
电容

7 |4 K; ^& j- H$ X( m     电容应该是大家都很熟悉的一个器件，它的频率特性也很经典，在图中的最低点处是它的谐振频率点，在选型时候，我们最关注的是耐压和容量以及谐振频率，应用的场合有有旁路、去耦、滤波、隔直和储能。

     电容的最经典的应用场合属于PDN（power distribution network），从以下四个方面看：
    （1）稳压电源本身的输出不是恒定的,会有一定的纹波；

      (2)稳压芯片无法实时的响应负载对于电流的快速变化；

     （3）负载电流会在电源路劲和地路径上产生压降；

     （4）信号通过过孔换层的时候也会引起电流的噪声。

     会造成电源系统中产生噪声，从两个角度来考虑（储能和阻抗），一般的解决方法就是利用去耦电容，在常用的去耦方式中，一般选择大电容和小电容并联，其中小电容一般放在前面，大电容放在后面，但必须靠近芯片引脚，因为电容会有个去耦半径的问题；除此之外，常用的去耦电容网络的设计方法主要有以下两种：BIG-V和multi-pole方法，前者的电容不变，为并联多个相同容值的电容，这样谐振频率就不会变，但是阻抗就会降低，后者为不同容值的并联，我们最关心的是并联谐振频率，必须严格控制并联谐振峰的大小，同时关注两者容值差的影响，一般来说，差越大，并联谐振峰越大。

     

上图即为用同容值的电容进行去耦。其他的作用比较好理解，比如在滤波上，在手机电路中，我们经常用33pf的电容去滤除射频电路900MHZ所产生的噪声（此时电容的阻抗最小，电路的要求是在900M的时候接地电阻小于5欧姆）；
DC-DC 电感：
( D. }! R0 j% }2 ]3 N& k  x, p
一：电感主要参数意义

$ |* Y: u+ Y" t3 ODC-DC外围电感选型需要考虑以下几个参数：电感量L，自谐频率f0,内阻DCR，饱和电流Isat，有效电流Irms。
0 y1 }$ ]% x( D) y
电感量L：L越大，储能能力越强，纹波越小，所需的滤波电容也就小。但是L越大，通常要求电感尺寸也会变大，DCR增加。导致DC-DC效率降低。相应的电感成本也会增加。

7 d' E2 n, r. r+ a
自谐频率f0：由于电感中存在寄生电容，使得电感存在一个自谐振频率。超过此F0是，电感表现为电容效应，低于此F0，电感才表现为电感效应（阻抗随频率增大而增加）。

  z. Y* n( f& y6 b3 u" [
, Q1 K4 v6 l' k& @' ^) O内阻DCR：指电感的直流阻抗。该内阻造成I2R的能量损耗，一方面造成DC-DC降低效率，同时也是导致电感发热的主要原因。
1 o( F6 A* m' `1 c饱和电流Isat：通常指电感量下降30%时对应的DC电流值。
; V3 S7 \, M2 m- E* z4 P- n6 `有效电流Irms：通常指是电感表面温度上升到40度时的等效电流值。

7 {9 x: [0 ?) X; P5 C二：DC-DC电感选型步骤
+ \  h3 o7 j1 g7 ]) }' k0 U* \
1、根据DC-DC的输入输出特性计算所需的最小电感量。
% A% K' x/ o3 p0 F2 v) c4 o  D* K对于Buck型DC-DC，计算公式如下
& p8 U9 ~% `1 n0 T) _, CLmin=【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irpp
9 j9 y5 \0 h7 }# \+ d* i5 V; X
其中：Vinmax = maximum input voltage      
Vout = output voltage

* m; v- b+ N7 S5 Z. u* sfsw = switching frequency            
Irpp = inductor peak-to-peak ripple current
9 L+ \' x* j& h
通常将Irpp控制在50%的输出额定电流Irate。则上述公式变化如下：
( L; `' U, U3 M2 K- _Lmin=2*【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irate

对于Boost型DC—DC的Lmin电感计算公式如下：
5 l. b3 F; R! W! mLmin=2*【Vinmax*（1-Vinmax/Vout）】/Fsw*Irate  
+ a# G3 @6 f- G: q4 D' ~9 M  m* T
. g* L) `7 T. l' C2、根据电感的精度，计算出有一定裕量的电感值例如：对于20%
精度的电感，考虑到5%的设计裕量。则Dc-DC所需的电感为L=1.25*Lmin

$ b2 Z$ b' y/ M5 ]3、确定我们所需的电感为比计算出的电感L稍大的标称电感
例如：有一手机使用Buck型DC-DC，其输入为电池Vinmax= =4.2V，开关频
) J7 x4 x+ p! n- {" ~率Fsw=1.2MHZ，输出电流Irate=500mA，输出电源Vout=1.2V
7 Z9 D0 P( j, Y! k
! X9 J9 e& R; u; T则其DC-DC所需的电感Lmin= [2*1.2*（1-1.2/4.2）]/(1.2*0.5)uH=2.85uH      
. M, Y$ F- y; O9 V
L=2.86uH*1.25=3.57uH.  
6 y& ]+ ]; o, F& x8 N
- N% ~+ u5 G" d- h5 I+ W距离3.57uH最近的一个标称电感为4.7uH，所以DC-DC外部电感选用
6 D  _" s2 T$ ~4.7uH电感。

" B% [3 N4 D1 B" k: ^4、在给定的的标称电感下，考虑以下限制因素最终决定电感的选
2 x+ @% \# {5 v* C& p% w/ I型。
4 h& C( h8 H6 X) d
$ u8 U1 C8 s$ f5 R6 w" X1）电感自谐频率f0需10倍于开关频率Fsw以上。
4 Q+ Y& U& ~; N# I3 O7 t& w
+ Y5 S0 |# I% k6 w, C: y6 B5 [2）饱和电流Isat和有效电流Irms中较低的一个需是DC-DC额定电流输出Irate的1.3倍以上。  
8 u) |8 r8 ?+ G* I  J

* }) c* w* i; ?3）DCR越低越好

4）叠层电感比绕线电感好（损耗小）
- P) q4 q3 ^7 K; R( D& J( _
1 w- ^# u9 C4 Q- _5）带屏蔽的电感比不带屏蔽的电感好。（改善EMI）   
7 Q: Y0 {* ~! I: I另外，电感的成本和体积也是需要权衡的。
4 [7 r7 B& B+ [' I4 F, ~6 A% \0 \TVS管：
一、选用指南
( O) A7 b: b7 C0 G0 b. I6 r

1、    首先确定被保护电路的最大直流或连续工作电压，电路的额定标准电压和“高端”容限。

2、    TVS的额定反向关断电压VWM应大于或等于被保护电路的最大工作电压，若选用的VWM太低，器件有可能进入雪崩状态或因反向漏电流太大影响电路的正常工作。

3、    TVS的最大箝位电压VC应小于被保护电路的损坏电压。

4、    TVS的最大峰值脉冲功率PW必须大于被保护电路内可能出现的峰值脉冲功率。

5、    在确定了TVS的最大箝位电压后，其峰值脉冲电流应大于瞬态浪涌电流。

6、    对于数据接口电路的保护，必须注意选取尽可能小的电容值C的TVS器件。

7、    带A的TVS二极管比不带A的TVS二极管 的离散性要好，在TVS二极管A前面加C的型号表示双向TVS二极管。

8、    直流保护一般选用单向TVS二极管，交流保护一般选用双向TVS二极管，多路保护选用TVS阵列器件，大功率保护选用TVS专用保护模块。特殊情况，如：RS-485和RS-232保护可选用双向TVS二极管或TVS阵列。

9、    TVS二极管可以在-55℃到+150℃之间工作，如果需要TVS在一个变化的温度下工作，由于其反向漏电流ID是随温度的增加而增大；功耗随TVS结温度增加而下降，故在选用TVS时应考虑温度变化对其特性的影响。

10、TVS二极管可以串/并应用，串行连接分电压，并行连接分电流。但考虑到TVS的离散性，使用时应尽可能的减少串/并数量。

11、单极性还是双极性-常常会出现这样的误解即双向TVS用来抑制反向浪涌脉冲，其实并非如此。双向TVS用于交流电或来自正负双向脉冲的场合。TVS有时也用于减少电容。如果电路只有正向电平信号，那麽单向TVS就足够了。TVS操作方式如下：正向浪涌时,TVS处于反向雪崩击穿状态；反向浪涌时，TVS类似正向偏置二极管一样导通并吸收浪涌能量。在低电容电路里情况就不是这样了。应选用双向TVS以保护电路中的低电容器件免受反向浪涌的损害。
( g5 k" r, m0 L5 V/ b% k* S" w
8 }+ a3 V9 p; a& W8 d; g

二、注解

1、VWM—是TVS最大连续工作的直流或脉冲电压，当这个反向电压加于TVS两极时，它处于反向关断状态，流过它的电流小于或等于其最大反向漏电流ID。

2、VBR—是TVS最小的雪崩电压。25℃时，在这个电压之前，保护TVS是不导通的。当TVS 流过规定的1mA电流IR时，加于TVS两极间的电压为其最小击穿电压VBR。

3、IT—--测试电流。

4、ID—--反向漏电流。

5、VC—当持续时间为20us的脉冲峰值电流IPP流过TVS时，其两极间出现的最大峰值电压为VC。它是串联电阻和热温升两者电压上升的组合。

6、IPP—最大的峰值脉冲电流。

7、C----电容值（pF）。在收/发的总线接口电路里，选取电容值小的TVS器件尤为有利。

对于第七点，TVS管的容值对USB的眼图有很重要的影响。

磁珠

     磁珠也是一个很重要的器件，其具体的参数和选型如下：
2 ^+ y7 S" N( Q0 j           磁珠（Ferrite bead）的等效电路是一个DCR电阻串联一个电感并联一个电容和一个电阻。DCR是一个恒定值，但后面三个元件都是频率的函数，也就是说它们的感抗、容抗和阻抗会随着频率的变化而变化，当然它们阻值、感值和容值都非常小。

　　从等效电路中可以看到，当频率低于fL（LC谐振频率）时，磁珠呈现电感特性；当频率等于fL时，磁珠是一个纯电阻，此时磁珠的阻抗（impedance）最大；当频率高于谐振频率点fL时，磁珠则呈现电容特性。EMI选用磁珠的原则就是磁珠的阻抗在EMI噪声频率处最大。比如如果EMI噪声的最大值在200MHz,那你选择的时候就要看磁珠的特性曲线，其阻抗的最大值应该在200MHz左右。
　　图1是一个磁珠的实际特性曲线图。大家可以看到这个磁珠的峰值点出现在1GHz左右，在峰点时，阻抗（Z）曲线的值与电阻（R）的相等。也就是说这个磁珠在1GHz时，是个纯电阻，而且阻抗值最大。

图1:磁珠的实际特性曲线图。

　　前面简单介绍了EMI磁珠的基本特性曲线。从磁珠的阻抗曲线来看，其实它的特性就是可以用来做高频信号滤波器。需要注意的是，通常大家看到的厂家提供的磁珠阻抗曲线，都是在无偏置电流情况下测试得到的曲线。
! ^- i9 w1 e6 B4 e# r$ d　　但大部分磁珠通常被放在电源线上用来滤除电源的EMI噪声。在有偏置电流的情况下，磁珠的特性会发生一些变化。图2是某个0805尺寸500mA的磁珠在不同的偏置电流下的阻抗曲线。大家可以看到，随着电流的增加，磁珠的峰值阻抗会变小，同时阻抗峰值点的频率也会变高。

图2:0805尺寸500mA的磁珠在不同的偏置电流下的阻抗曲线。

　　在进一步阐述磁珠的特性之前，让我们先来看一下磁珠的主要特性指标的定义：
　　Z（阻抗，impedance ohm）：磁珠等下电路中所有元件的阻抗之和，它是频率的函数。通常大家都用磁珠在100MHz时的阻抗值作为磁珠阻抗值。
　　DCR（ohm）： 磁珠导体的直流电阻。
' ^' e( b( \1 }* k# s9 ]* B　　额定电流：当磁珠安装于印刷线路板并加入恒定电流，自身温升由室温上升40C时的电流值。
6 q% M( F! y& `& x, G　　那么EMI磁珠有成千上万种，阻抗曲线也各不相同，我们应该如何根据我们的实际应用选择合适的磁珠呢？让我们首先来看一下阻抗值同为600ohm@100MHz但尺寸大小不同的磁珠在不同偏置电流和工作频率下的特性。
0 j- R* v7 \5 i) a. P9 h7 c  d　　表1是四个不同大小的磁珠分别工作在0A,100mA偏置电流及在100MHz、500MHz和1GHz工作频率下的阻抗值。

表1:不同大小磁珠在不同偏置电流和工作频率下的特性。

　　从测试数据中可以看出，1206尺寸的磁珠在低频100MHz工作时，其阻抗值仅从0A下的600ohm减小到100mA偏置电流下的550ohm,而0402尺寸的磁珠阻抗值却从0A下的600ohm大幅减小为175ohm.由此看来，在低频大偏置电流应用的情况下，应该选择大尺寸的磁珠，其阻抗特性会更好一些。
0 l8 C+ I4 h: @% A6 \. n: y( d　　让我们来看一下磁珠在高频工作时的情形。1206尺寸的磁珠其1GHz下的阻抗从100MHz下的600ohm大幅减小为105ohm,而0402尺寸的磁珠其1GHz下的阻抗则只由100MHz下的600ohm小幅减小为399ohm.这也就是说，在低频大偏置电流的情况下，我们应该选择较大尺寸的磁珠，而在高频应用中，我们应该尽量选择小尺寸的磁珠。
! w7 W+ Z8 T' I  Z3 S  ~- o5 S　　让我们再来看一下两个不同曲线特征的磁珠A和磁珠B应用于信号线时的情况（图3）。磁珠A和磁珠B的阻抗峰值都在100MHz和200MHz之间，但磁珠A阻抗频率曲线比较平坦，磁珠B则比较陡峭。
4 O% `* c# k) s  w

图3:两个不同曲线特征的磁珠A和磁珠B应用于信号线时的情况。

　　我们将两个磁珠分别放在20MHz的信号线上，看看对信号输出会产生什么样的影响（图4）。
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图4:将两个磁珠分别放在20MHz的信号线上。

　　用示波器分别测量磁珠输出端的波形图（图5），从输出波形来看，磁珠B的输出波形失真要明显小于磁珠A.原因是磁珠B的阻抗频率波形比较陡峭，其阻抗在200MHz时较高，只对200MHz附近的信号的衰减较大，但对频谱很宽的方波波形影响较小。而磁珠A的阻抗频率特性比较平坦，其对信号的衰减频谱也比较宽，因此对方波的波形影响也较大。

图5:磁珠输出端的波形图。

　　上述三种情况对应的EMI测试结果显示，磁珠A和磁珠B都会对EMI噪声产生很大的衰减。磁珠A在整个EMI频谱范围内的衰减要稍好于磁珠B.
　　因此，在具体选用磁珠时，阻抗频率特性平坦型的磁珠A比较适合应用于电源线，而频率特性比较陡峭的磁珠B则较适合应用于信号线。磁珠B在应用于信号线时，可以在尽量保持信号完整性的情况下，尽可能只对EMI频率附近的噪声产生最大的衰减。

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这个不错，讲的比较透彻！

yehuo_2016

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