本帖最后由 criterion 于 2015-3-8 16:42 编辑
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* X# C- \) [: S6 T0 e; u/ B1 yACLR肯定是受输出功率影响啊
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N7 `) L$ C' e# x1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应8 r4 i* v# }) _
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& g% X( B) d& O1 J. ^$ ]+ M' F3 y" l而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :
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4 a* I' I6 v' y; }" \! }% s
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而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨- a* {; _& W8 G' k+ p# ~
0 c( Z5 v+ i/ i" E U( J: j
& w3 U \5 x4 U( [ G
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而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 + }- g! r1 I7 v2 V: s
' K# l1 }8 m& g, o2 G
+ \! `' P2 b4 q
由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低
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2 z; Y' K6 l2 V7 J2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图 1 i/ e. r7 d! @/ {
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由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流 3 \6 [ }5 x: j. t
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# }( G( O! Y) @0 M8 X6 z3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大): {' j7 M) H( w" u6 S9 L0 F! A6 V
( k' }8 [' H- u3 x$ Q 3 k$ E4 W$ p$ u& x; n1 }9 ]7 q# z
* ~1 V0 N+ C; o
而WCDMA的方块图如下
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4 d' `7 m! S' D+ A( E
; ~# s& ?* G# E
PA输出端的Loss 例如ASM,Duplexer, Matching, 走线的InsertionLoss 统称为PostLoss 如果你要达成TargetPower(例如23.5dBm) 一旦PostLoss越大 意味着你PA的输出功率就越大 如下式跟下图 : : p+ O7 H7 X8 `
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! C6 z l" i2 s: ^5 N! \ z
如果PA输出功率打越大 那就是Back-off越少 越接近饱和点 当然其线性度也越差 其ACLR会跟着劣化3 j: t( H9 M% Q) o3 b, e
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* T6 X' t0 }; {: P$ C
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4. * {# i. L% f# P# l; W: ?
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由上图可知 PA的input 同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull 如果PAinput的阻抗 离50奥姆太远 亦即此时DA的线性度不够好 ACLR就差 加上PA是最大的非线性贡献者 如果PAinput的ACLR已经很差 那么PA out的ACLR 只会更差 一般而言 一线品牌大厂，其PA输出端 正负5MHz的ACLR， 都要求至少-40 dBc，
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$ }# z: G, k& M7 u亦即表示PAinput的ACLR 至少要小于-50 dBc (由于DA的输出功率 远小于PA输出功率 因此ACLR也会来得较低 再次证明ACLR与输出功率有关) ; e0 y9 s4 ~6 _& T% |
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5. LO Leakage跟DA产生的2倍谐波，有可能会在PA内部，产生IMD3 进而使ACLR劣化。 - c5 P, ^/ T; U2 T
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所以若在PA前端，先用SAW Filter把2倍谐波砍掉， 可降低其IMD3 进一步改善ACLR。 1 f. O, N9 R$ h- I' k
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而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声， 因此理论上，使用BAW的ACLR，会比使用SAW来得好。 7 z! E! U' r" D) K0 X7 R) z) j" |/ T
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7 ?; D, Q( _( f8 B- T# p& n而FBAR的带外噪声抑制能力 又会比BAW来得好 3 T6 T: x( y& z" X- v, }. c
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- \' c e4 m. X' t3 D9 V- @; k当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。
& `2 `: J: L1 T 而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。 % ^3 s1 |& Q: R- J7 t8 [
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$ m/ V3 V% t# x1 G, L" H" S# B
这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，
, o3 s4 r5 E* m: y+ l P, Q PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR， 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。7 u# p. w1 z5 E2 B+ y. ^( g q
换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的，
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5 q$ { ^3 n# c/ P' B' Y% e. ^+ ^3 R+ d* l5 G
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 : ( k, W- Q. s7 Y+ O! a* \6 k
3 U+ H3 O" O, X- x8 t1 k
而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 : - y% a% D% X( E. v+ |9 K
2 A$ @+ K* R! V0 N
若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低 0 b. Z7 y0 J' g% |
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6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差
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2 b7 V: C& _7 v) a# R
3 E2 q) n+ w3 Y* S) s e1 r3 [) L8 f
这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容， 即Cgd, 如下图 :
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, m. D$ v! q" f! B$ A7 g+ y5 Q而当电压极低时，其Cgd会变大。
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) o( P& C/ _3 `
上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，# w& V, @5 O) b$ j2 }9 k
因此部分输入讯号，1 u0 {* C' [8 X ~& n. f
会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重的失真0 T/ ?0 |: e" |5 a( j p
简单讲 低压会让PA线性度变差
( Q# V: b, M: U* \因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小
- q0 [& a/ T. e3 N那么ACLR就会差8 `6 ?+ U8 T" E6 f/ k. ?% a
当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要6 O/ ]0 ~) T8 D5 E C: r
否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差
5 o0 S! Y/ z. @6 O" E. q那PA输出端的ACLR 只会更差 v) P# ~. f C t9 [1 W4 z
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' A3 V: Q! }# M7 x/ w
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3 P4 q$ P5 c4 |8 k+ F% D$ s) Z! n0 v% t( B: F- V% d: s+ x! ?) I: s7 W
7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度
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2 Z+ k% {% c( N+ Q ?
而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)
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1 H% u1 e+ F4 q7 k因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下; X. k( s% o" C/ z1 p) ?+ i- Q5 \+ w
* I4 k& A0 c6 h3 X% n2 }2 e, V" F- x' q1 H" W, o
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, c- `" }9 {2 A+ k
& D% J, h: E# Y1 G+ y* x8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 :
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4 O @' ^+ K" W. z
- v4 M1 a5 S+ @$ D( ?由于DC-DC Converter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧
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; z3 p4 v" S0 r. v5 f
' W& Y, H# E, v$ {7 c9 f& J虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR e+ `* `# T# n3 j
# n, P/ a6 t4 D5 b% n( \, D
" H3 r* ]5 ~3 W k. H因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 : ' U @1 D3 l% h3 I0 j* s, e4 @. b2 T
1 h- p! o( `3 A. A# V M
t* I0 @9 V, l! m0 m. X6 X* O/ r
我们作以下6个实验
( j% ^" u! U/ P3 V; E8 ^- b7 K+ H) C. y$ D1 i
# C! a( w1 e, j% l' T1 V% i @
8 g& C5 L5 m) ~
, P' H6 ~9 Z& i& |* U8 y) y; {
% T- Z. `4 W% D
$ F9 e' e" o1 ?" U5 B8 `5 G
: Y5 r) a: \* J4 A9 X8 q5 {
就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大
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W/ K; b$ v: I1 d) v8 Z6 I! u% q" M* X
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l9 d* ?- X5 ?+ ~9 H# T
5 k& l/ x7 c( v& ^, L& o
2 n' `+ b+ ~8 G: w+ B" w$ d4 A
5 F6 T6 y0 e( ~- Y8 D2 _2 S% `* `1 \, c& C+ m- c1 c* F
9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用5 W5 Z- c% G: h! I
) u& x- _; Q. K6 {; ? / G( V. Y6 C+ g. M+ {0 j) Q# ^
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- n, ^- ?: e8 k/ k# z- {8 T U. \
而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化 1 [, a+ R9 e# u+ r) T
U4 s$ U( P5 H) y' K9 D1 s4 {8 }; B/ Q& W* @( T0 ]( u
& p' W4 ]$ _5 J" h
" t; x0 ~4 M! F: r1 P% h, N
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* @8 s& p. Z+ W因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向
) _0 p B; F) @( [; h1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
* }) n8 |" V, {& x: h
4 y& e- h: n; M* N* c) B9 W" V' i% N
2 C) V! [% _1 B& Z( N
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发表于 2015-1-28 15:34
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发表于 2015-3-8 16:32
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