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电巢直播8月计划
楼主: wolf343105
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RF Layout原则

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发表于 2014-6-8 21:15 | 只看该作者
楼主出来说说童靴们的疑问吧!

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发表于 2014-7-15 14:33 | 只看该作者

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发表于 2014-7-15 19:58 | 只看该作者
是的,解答一下大家的疑问

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发表于 2014-7-17 09:53 | 只看该作者
B 确保PCB板上高功率区至少有一整块地,最好上面没有过孔,当然,铜皮越多越好3 n- d+ v$ O) _9 W& W+ P/ U& u
0 `0 G# I3 }  w9 A  k  h% T+ V
同样不太理解,为什么不打地孔呢?不是应该打比较多的地孔以增加散热能力吗?

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发表于 2014-7-26 10:39 | 只看该作者
总结的不错,希望有具体的案例讲解!那就更棒了!赞!

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发表于 2014-8-31 21:43 | 只看该作者
   天线是难点

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发表于 2014-9-18 10:34 | 只看该作者
很受用  谢谢!

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发表于 2014-10-29 19:15 | 只看该作者
好好

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发表于 2014-11-5 14:10 | 只看该作者
RF线加粗,要加到多粗,有没有个值? RF线不是有阻抗要求吗?
心态很重要!

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发表于 2014-11-26 19:37 | 只看该作者
不错不错,长见识了楼主

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发表于 2014-12-7 00:04 | 只看该作者
yaodong379 发表于 2014-7-17 09:53: R  K" ?+ p. u! f1 L
B 确保PCB板上高功率区至少有一整块地,最好上面没有过孔,当然,铜皮越多越好
+ k4 M0 p6 [2 N3 ^: @/ u# f7 m  ]' A* C, w9 c& q4 I
同样不太理解,为什么不 ...
5 q/ o" A! a! J# l0 C5 ~3 l. f
也是好奇这个问题,我看TI的RF参考设计,都是打了密密麻麻的过孔的
  p6 _8 D; _* V/ g. b

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1919
42#
发表于 2015-3-11 01:36 | 只看该作者
本帖最后由 criterion 于 2015-3-11 01:42 编辑
8 `2 \! h4 C; B! _$ r' x  d$ _$ t
7 ^; q4 Z" K7 g' T- P' X
分几点来讨论好了
" _% Q8 @7 i# M
& ~( y  Z1 C6 D/ `' d" m
% s; C, x7 d7 L
『使输入远离输出』: ]4 z. A4 H" ~

# k: W4 B, _# `7 z2 V' L

& s/ c% c. T2 q! ~& b6 H; W, g
不管是PA  还是LNA
肯定都是输出功率   大于输入功率
如果输出走线离输入走线太近
很可能强大的输出讯号   会因耦合   灌入到PALNA
那么就会饱和   产生非线性效应   以及Gain的下降
那么TxRx性能就会劣化
至于自激的话    这要请高人来解释

9 ~$ r; ^3 z5 O/ i) n; S
/ S+ y# {  O2 \* X# {  T$ v1 W8 g* {3 i+ u  ?4 K
『尽可能将RF线走在表层上。』* Z! }4 J( l. ~* H1 r6 ]
& d* W& k: {# T5 r
表层走线具有许多优点
1. 可有最短距离   减少损耗
2. 相较于内层走线  阻抗控制较容易做到50奥姆   哪种迭层都一样
3. 避免阻抗因Via的寄生效应而偏离
4. 同样50奥姆要求   同样都是以邻层为参考地   表层走线的线宽较宽  
  损耗较小
唯一的致命伤   就是容易受干扰 (RX讯号)   以及容易去干扰别人(TX讯号)
所以表层走线不宜过长 (过长就失去其可拥有最短路径的优势了)
一般会用到内层走线   一般都是考虑到屏蔽   
以及表层没空间走线   或是走表层线会拉得过长
就会走内层
, S' g8 z$ ?( b- n
( V( h0 h7 u, N1 ?; K0 @

$ O8 T3 K! J- K9 f& y$ D
『过孔尺寸减到最小不仅可以减少路径电感』
5 \: @- k" N" L$ h, X
这个讲法有点怪
!  
) a& V7 d4 C& b  l+ u/ s
1 n$ y3 C4 Q! C6 t$ x
+ P; p; e/ E& J
hVia长度,D1Pad半径,
7 x0 L. K1 s' |2 Q: w* J
上式我们发现寄生电感也与Pad半径有关,
半径越小,其寄生电感应该是越大,而非越小, # H$ I2 \3 K9 _
而且过孔越小, 表示制程越精密, 那么成本就越贵   
另外   其实真正影响过孔寄生电感的,  是其长度   尺寸影响不大
长度越大,其寄生电感越严重。而越厚的板材,等于h越大,当然其寄生电感也越严重。
会随尺寸缩减而减小的, 应该是过孔的寄生电容  如下式跟下图 :

5 C& H% F+ g4 w3 C4 i# Q6 r# i

; y9 n  `& {# Q0 f; P% X
T是板材厚度,D1Pad半径,D2Anti-pad半径。
上式可知,影响寄生电容的主要参数为Pad半径。
若只探讨D1寄生电容的关系,可得出下面曲线 :
# ^5 _0 x3 Y, u. w1 t

3 D$ l" ^) _5 Z- d
当然由上式也知   若板子越厚   其寄生电容越大
所以我们得到过孔的三结论 :
1. 尺寸越小  其寄生电感反而越大
2. 真正影响寄生电感的   是长度
3. 随尺寸缩减而减小的, 是寄生电容
4. 真正影响寄生电容的   是尺寸
5. 板子越薄   其寄生电感跟寄生电容都会较小8 S1 F/ f  {; n& S7 g

& K% r2 q0 a8 J
1 f; N, f+ D7 x8 z$ F
『尽可能地把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔离开来』7 }1 Z" d% B9 R. M, ]9 i6 |5 a5 W
) t8 E  T4 ~6 @# n
这很明显了   就是避免强大的TX   干扰微弱的RX
尤其是像WCDMA这种TXRX会同时运作的
会有TX Leakage   亦即其TX讯号   透过Duplexer
灌入到LNA  使其饱和

. I) H+ j; C  G! d4 {  c
6 N1 q8 O" A" S7 ^8 _# u  F
所以Duplexer本身的Isolation,以及Layout就很重要
但即便Duplexer本身的Isolation很好   Layout也有很好的隔绝

6 S. L$ h. W* C% B
但若其TX走线与RX走线靠太近   其强大的TX讯号  一样会透过耦合   
灌入LNA   使其饱和   进而劣化RX性能

6 {4 H4 m) u. L$ L7 ]9 O+ R( s( V( \* v  d* k

# V# {  M" @, z# `. U- ^
『确保PCB板上高功率区至少有一整块地,最好上面没有过孔,当然,铜皮越多越好。』% N  R) x" P, z* T3 ?" Q8 t

6 t" ^* N9 H' V: Q. j
要有一整块地是对的    但没过孔是错的
一般PALayout如下 :
# N! U! o, U' p
+ f8 L/ ~/ }; p" E5 w
一整块地   当然有助于散热  但表层的地   因为要放组件之故
所以会零零碎碎   完整程度   肯定是不如Main GND
$ u" X3 [; H- M1 M% K

5 b+ E4 T: l# q% M/ n) J
因此需要透过GND Via  把热导到Main GND
若没打GND Via  那么热会积在表层GND   
散热差   RF性能就劣化
另外   不只是要GND ViaMain GND
其下方第二层   同样也要有GND
当你下层有地的时候,
PA散发的热,可以透过GND Via导到下层地,先把热散掉一部分,其余再散到Main GND。
/ F( i' |, P6 n
但是如果下层不铺地
; e0 I' D) E' r; R: E
我们由下图的公式可知,电阻跟导线长度成正比,
1 r& N5 Q- R( w
而我们又知道   
Layer 1 => Main GND的GND Via长度
肯定是比
Layer 1 => Layer 2的GND Via长度
还要来的长
这意味着,如果你光靠Main GND来散热,那么GND Via的电阻会变大,
(因为长度较长)
电阻越大,热就越不易传递。换言之,当你下层有铺地,
热可以轻易透过GND Via传导过去(因为距离短 电阻小)。
但下层不铺地,  
那么热就不易透过GND Via传导过去(因为距离长 电阻大)。
此时散热效果就大打折扣,最糟情况是热都传不过去Main GND,全都积在PA下方。
GND Via的数目也很重要  当然是越多越好   因为Via有其内阻
而依据电阻并联公式,
- n. A- M: N$ [* Y& [
/ ]- {7 w: q- v* T8 u
R是越并联越小  GND Via数目越多   亦即其整体GND Via的阻抗越低
那么热就越能传过去   导热效果越好
; @8 ?6 z( ^. M8 o& i: P

$ y0 w! Y, Y/ H2 \7 G
3 X( @7 d& W: c5 k
『芯片和电源去耦同样也极为重要。』- E3 q$ ?- g  g% W$ |; c9 `5 `

2 A6 h( [+ v1 I2 t# R5 z# M  t, e' s& x* R. c
由下图可知,摆放稳压电容,确实可减少电源的涟波。

" b7 }; Z- L! ^) x- [
/ f: u1 S' o0 v1 w
( w* @" o, @  j; y' _- L
而稳压电容的摆放位置    也会影响其稳压效果
以GSM为例, 因为GSM为分时多任务机制,其讯号为Burst形式,
故其PA会一直On/Off不停地切换,导致其PA电源端,会有瞬时电流。% Q& e; t$ N( Q  T
若稳压电容够靠近IC,
如此一来,即便有瞬时电流,也能在进入IC前流到GND,
若离IC太远,则瞬时电流便可能直接进入IC。
, D4 Q9 @6 c9 `+ O! F
- W1 ?* G6 ?4 L0 ~/ i4 o" i6 D" j

7 Z* p1 t# e' W1 {  A
% d% Y& k- o' V+ S
而这点对于PA更为重要,除了可避免PA电源本身的瞬时电流,透过其它路径,再进入PA本身,
以及避免外来瞬时电流进入PA,
更重要的是,因为PA电源是瞬时电流来源之一,
因此若在靠近PA的VBAT/Vcc处,摆放稳压电容,可使瞬时电流从PA电源端流出时,便立刻流到GND,
而不会透过其它路径,去干扰收发器或PMIC,甚至是PA本身,如下图。

& K* {1 ?' w4 {2 s

& s  g8 A; G  O% ~/ S
4 R5 Q  |( Y& }9 A
因此以SKYWORKS的SKY77318为例,其VBATPin脚位,一出来需先加稳压及旁路电容,
否则会将瞬时电流,流入自身的Pin2/Pin6。
1 N8 T: V/ ~7 N' }: v
; ?8 ]  x! q% _. }$ H
- V7 ?# t) y2 [2 T4 P
而落地电容除了如前述,须尽可能靠近IC外,
其GND Pad和IC的GND Pad需个别直接下到Main GND,
而非在表层共享Via,如此方可拥有较佳的稳压与滤波效果。

! @/ ~3 I9 P" _' {+ H, m! A! }# Q

: y* Q' b+ I6 e+ D" P9 m: U0 Y

5 Z8 u+ u0 {. Z' S
『应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数字信号』
0 H2 M* v* r; D+ w- Z$ [. t4 l" `
这没啥好说了   高速讯号若靠近RF讯号   其高速噪声会影响其性能
尤其是RX   灵敏度会下降
而RF走线与电源线之间,要保持一定的间距,
否则RF走线会被电源线强大的电流所干扰。
除此之外,RF走线也会干扰电源线,因为虽然在频域上,RF讯号与电源相差甚远,
' u, k! R$ n4 Z# m( \- O
& }3 `6 `0 A8 y' b0 |& ]  l
但以时域的波形而言,其RF讯号会载在电源输出的波形上,
导致其波形上会有高频噪声,因此RF走线与电源线之间要互相远离。

: M. F, [+ o0 t) Q; P
1 F2 B5 V3 H3 e$ s

& u; v  F4 d, d8 j6 N
『进入金属屏蔽罩的数字信号线应该尽可能走内层』# T6 L+ M; L+ Z2 d5 K

) j  m9 ?+ K* K6 t! V1 k
( Y8 S1 ~5 _$ l7 p
如前述   内层走线的优点是屏蔽效果好   你如果害怕高速讯号走表层
其产生的共模辐射  干扰到天线   影响接收讯号   
那就靠内层来屏蔽
% `) ?- K: e4 l+ @* C

8 z5 S+ w8 w0 V2 u5 v
『电感不要并行靠在一起,』
5 T  _- [* d/ j7 z
4 j+ w' y$ w  e! V& ?
靠在一起怕会有互感   以致于阻抗偏离
而SAW Filter输入与输出的电感组件,也不宜平行摆放过近,
否则会因互感而影响Out-of-band噪声的抑制能力,
若真的因为Layout空间限制,不得已需靠近,至少要正交摆放,才能使互感量降到最低。
$ x' {' {! O: k& T% v

5 W% \5 Y3 S( C% C
  g9 X  U& N) W2 J4 k1 k, e

+ _4 m; `( Q7 D- f+ D: k- j

* w( O4 k; s9 Q( R
而差分走线的间距越小,则抗干扰能力越好,
但若上述L1306与L1310太靠近,则可能引起互感,导致电感值有所偏差,进而影响抗干扰能力。
因此差分走线的串联电感,最好使用多层式电感,不要使用绕线式电感,这样可使互感量降到最低。
  F. c/ x; l3 b/ o4 {$ b& S

/ V  G  {. d( ]  [0 H
『通常每个芯片都需要采用高达四个电容』
- U) y7 {5 w& D4 ^+ Q
$ M5 G$ L, z) Q0 k& W$ G
如果单颗电容的涟波电流耐受度不够,则需并联多颗电容,
其并联数目,依单颗电容的涟波电流耐受度而异,如下图,
若单颗电容的涟波电流耐受度为1A,则需并联6颗,方可承受6A的涟波电流。
但若单颗电容的涟波电流耐受度为2A,则6A的涟波电流,其所需电容数量,可缩减为3颗。
$ R1 I1 G5 ]% V9 C: U; T+ q
1 W' j; z" H+ X9 f

2 e+ n* ^+ u1 U
而并联多颗电容的作法,除了可提升整体电容的涟波电流耐受度,
亦可进一步加大Insertion Loss,来提高稳压及滤波能力。

8 z' ?7 d. K$ j7 Q: y+ U

6 _2 @. d" ^* V2 s4 R! _3 s  u5 A/ |% Z, J
电容的内部电极层,可看成电阻,
并联越多电容,等同于越多电阻并联,则整体ESR就越低,
并联n颗,则ESR便降低n倍,其公式如下 :

. [$ @5 [2 `% e7 ~8 |% z

' J7 y% D6 [& t, {/ ?
. V, N  q4 G  W5 Q) p
虽然若并联n颗电容,则整体电容值会加大n倍,理论上其SRF会往低频方向移动,
然而因为其ESL也缩减n倍,而由SRF公式计算 :

* K0 [5 Y" u& `+ l/ p8 A

& L! f7 f8 S6 J+ G& }% U  s5 ~# f1 y' S& V6 U( |' G3 R
因此其SRF并不会改变。

+ P4 v( x  G8 o3 i) s2 [6 m" ~2 M
但是,若设计的电路,其信号变化很快,则表示其噪声的频率范围也越广,
这意味着需要并联大量的同值电容,
但该作法会造成空间及成本上的极大浪费,
此时需使用不同容值的组合,来拓展稳压及滤波的频率范围。
" `3 l4 o6 v; M2 ?1 i& X
& r; G# w! u0 t' m) V
1 b6 Q; k+ D9 p
上图是33pF与7pF并联的结果,若以-10 dB为基准,
可看出其带宽范围,皆比单颗33pF或单颗7pF来得大,
其绿色箭头即并联后的频率拓展范围。

( r3 U0 ~! S- }0 a
8 U" ^  B4 b' r. d( n
然而该方式有个该注意的地方,就是反谐振,

0 A2 Y6 [7 d: r$ g& ^1 r) w! i- v
5 n* m! S7 t8 o
3 e% x5 a, N! J8 F) _
由上图可知,C1的电感性区域,与C2的电容性区域,会有个交叉点的频率,
该交叉点正好会产生并联谐振,使阻抗升大,故该频率点称之为反谐振。
而前述已知,落地电容的阻抗越大,则流到GND的噪声就越少,
这意味着反谐振频率点的抑制噪声能力,会大幅下降。
  t" j. y4 R. F. }7 \* b

+ i7 _1 s6 Y; J( R5 u7 Q; t/ r  m2 |  \
/ J6 \' @4 f( Y0 O# T! z  A4 O. Z
因此并联不同容值的电容时,其电容值差距不宜过大,
因为由前述知,SRF与电容值有关,若电容值相差过大,则反谐振频率点也离C1与C2个别的SRF越远,
而离SRF越远,则Insertion Loss就越小,
因此并联不同容值的电容时,其电容值差距最好不要超过10倍,
如此一来,即便有反谐振,其Insertion Loss也不至于过小,
亦即其反谐振频率点,仍有一定的滤波能力。

2 o/ l2 X( i% U  |* l- L
& `; o4 `) p1 ^6 J+ n

7 e/ {; M1 z% T7 w" U& @6 ^  Q9 y$ i' W
然而最重要的,仍是电容的ESR,
由上图可知,虽然在1305MHz处,会有反谐振,
但因为其33pF与30pF的ESR都够小,所以反谐振频率点的Insertion Loss,都还有37 dB。
而如下图,虽然两个同值33pF电容并联,没有反谐振问题,
但因为其ESR不够大,以至于其SRF的Insertion Loss,也才28 dB,仍小于上图反谐振频率点的37 dB,
因此虽然电容值的差异,会产生反谐振,但真正决定抑制噪声能力的,仍是电容本身的ESR。
7 {5 @0 F# t  }

. Y( G  ~/ e) A4 m  _6 G8 T4 [. P2 C1 s$ i3 o
而过了SRF后,则电容会变电感,这使得抑制噪声,以及稳压的能力会下降,
因此需确保噪声频率位于SRF左边。
但由下图可知,同样2000MHz的噪声,虽然分别位于33pF电容之SRF右边,以及3pF电容之SRF左边,
但33pF电容的Insertion Loss,比3pF电容的大上许多,因此相较于SRF,低的 ESR 值更为重要,
因为低的 ESR,可以提供更佳的稳压与抑制噪声能力,
这样即便噪声频率,座落在落地电容之电感性区域,但仍可保有足够的稳压与抑制噪声能力。
+ L; ~( l' ^' c, Y1 o6 R) V
1 S' H. }  e* Y

- l# A3 z9 z7 S0 J3 ?
『为了避免太多电流损耗,需要采用多个过孔来将电流从某一层传递到另一层
: h! p+ {# Y# A8 T, ~
4 m# e; x+ A- Z6 _, i9 q# q

6 U/ M# X; W5 Q2 s) Z
5 c0 M& S6 s( a' u5 R

9 _, J) X1 E, M* ^6 `7 e
如上图   前面已说过  Via数越多   其等效阻抗越小
根据V = IR的公式   R越小   当然IR Drop就越小
除此之外  电元走线的长度也不宜过长   线宽不宜过细
因为这都会让IR Drop加大
8 n$ K1 g2 i: L5 X

6 W4 M5 f+ ^- F5 k
, ^# P4 H& d8 b( `$ E2 U; S% b' n6 t% L6 ^) q7 i
其他详细原理   可参照6 u0 K2 z7 E9 `1 A+ n. m. Z) D

6 [: d4 {) }- F& rLayout  Concern about Trace, Ground and Via 1 S. y' h/ |( X8 ^9 A4 A- D% A
差分信号之剖析与探讨
! p# F. k" q. ?/ }+ ^1 ~& Y/ E5 t* h8 z上集_磁珠(Bead)_电感(L)_电阻(R)_电容(C)于噪声抑制上 ...
# h& m6 E6 D7 U. d" j# Z2 D. G# Q5 P 中集_磁珠(Bead)_电感(L)_电阻(R)_电容(C)于噪声抑制上 ... & b0 {# K% n6 Z& i. C
下集_磁珠(Bead)_电感(L)_电阻(R)_电容(C)于噪声抑制上 ...
4 D0 h' Y; K5 o" K% W- G PCB, 灌孔(Via), 屏蔽, 时钟讯号, 与接地对天线灵敏度之 ... * g2 C/ t* r4 }" m, N9 n; z
高速数字讯号对于手持产品天线灵敏度之影响与探讨
8 W5 a) i' ?& C0 V, h5 Q PA下方不铺地   对RF性能之危害
0 ~1 C; {3 J5 I/ J- q0 L; X/ e. z1 U( Q2 R4 z) l& k: `
! k' z+ a. @7 [8 x
+ U4 c; Z! z" M4 P, d# w
在此就不赘述6 |+ Z7 q. W5 P

* d1 Y2 A, g9 {; f) [* E- z# a" V. d! y% S8 C$ F

4 c3 S6 `0 @9 d3 {+ v, O9 l8 J- a  A3 r+ s3 G# N, p; D. V! _

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发表于 2015-3-11 08:38 | 只看该作者
哈.....正要找这些。。

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发表于 2015-11-14 10:30 | 只看该作者
正在学习

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发表于 2015-11-19 07:55 | 只看该作者
楼主分析的很多位啊  是大师级的高手了  !   向您学习。。。
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