本帖最后由 criterion 于 2015-3-8 16:42 编辑
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ACLR肯定是受输出功率影响啊1 b- p2 s/ u/ S% C4 `3 q' h; y
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1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应
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而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :
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而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨
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而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 4 |# Q& l% V5 l* w1 A5 o/ T! Y" E
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由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低
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' i7 m+ P" E+ l7 C5 m* A5 s9 j2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图
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3 g+ ` x% Y4 B: b, [7 q* J由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流 6 m& f& V& B0 Z& J
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3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
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而WCDMA的方块图如下 % X1 n) r* ` p y: t W
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PA输出端的Loss 例如ASM,Duplexer, Matching, 走线的InsertionLoss 统称为PostLoss 如果你要达成TargetPower(例如23.5dBm) 一旦PostLoss越大 意味着你PA的输出功率就越大 如下式跟下图 :
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如果PA输出功率打越大 那就是Back-off越少 越接近饱和点 当然其线性度也越差 其ACLR会跟着劣化: B! k# l- p9 m7 C6 v) g/ _
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由上图可知 PA的input 同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull 如果PAinput的阻抗 离50奥姆太远 亦即此时DA的线性度不够好 ACLR就差 加上PA是最大的非线性贡献者 如果PAinput的ACLR已经很差 那么PA out的ACLR 只会更差 一般而言 一线品牌大厂，其PA输出端 正负5MHz的ACLR， 都要求至少-40 dBc，
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亦即表示PAinput的ACLR 至少要小于-50 dBc (由于DA的输出功率 远小于PA输出功率 因此ACLR也会来得较低 再次证明ACLR与输出功率有关) * [# @: a7 _- E. ]1 h
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5. LO Leakage跟DA产生的2倍谐波，有可能会在PA内部，产生IMD3 进而使ACLR劣化。 2 I" l9 O9 [% A( t9 o6 M& E: P, C9 ], l
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所以若在PA前端，先用SAW Filter把2倍谐波砍掉， 可降低其IMD3 进一步改善ACLR。 * U& H" m- S/ {: t
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而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声， 因此理论上，使用BAW的ACLR，会比使用SAW来得好。
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而FBAR的带外噪声抑制能力 又会比BAW来得好 ( V+ J( D* l# U
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当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。
4 U4 b: ^# J8 D8 v/ g 而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。 , d, a0 u( O- z% q6 a% m' o
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这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，
( k. P* ?" y4 Z: T. D8 Z PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR， 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。/ I4 r4 H. b6 W3 B5 M& e
换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， F; X, C9 J- h, ^: q, ?
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 :
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而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
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若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低 2 ~) z& ~- T0 C0 s
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6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差
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这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容， 即Cgd, 如下图 :
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5 ~! Q1 [0 N, U$ o% c而当电压极低时，其Cgd会变大。
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上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，
$ }+ X" G! U2 n$ e& k- }, ~因此部分输入讯号，! {& K! }# M5 S: s
会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重的失真
+ s- M# s: V5 p$ q简单讲 低压会让PA线性度变差
% V# l0 K! D% [( n9 a因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小. [* g/ W5 h4 N8 U. g1 s; `; m
那么ACLR就会差2 P7 }7 p- m+ Z' _* q: U# Q
当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要: o2 W( O) Y2 I5 c
否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差
, R6 t1 y* v2 B; @# s# ]+ _1 K那PA输出端的ACLR 只会更差
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7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度
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而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)
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因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下
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( a6 b3 ?) U1 ~; Y( h$ m9 ]' l8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 : - s- H% ]4 Q) u4 H5 u. Q) |2 G+ _
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由于DC-DC Converter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧 - u% {7 \/ R' m
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虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR . H' \4 I1 \ g
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因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 :
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% w0 G, d0 n- R) U O" J# o: p. B9 S9 q6 @我们作以下6个实验 6 q4 ?: g, v, d! @' H
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6 E Q' e# g3 l; p) G% T1 K1 O2 q- {# A
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2 }- O5 P+ c3 t- s- I7 C9 {
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就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大
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9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用
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而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化
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" N7 q. q! ]: M+ O8 ^# J因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向 3 Z; e# l3 C, Y8 q5 J1 L
1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
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发表于 2015-1-28 15:34
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发表于 2015-3-8 16:32
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