本帖最后由 criterion 于 2016-1-14 14:34 编辑
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8 @+ E# I3 O8 ^8 K5 b( `9 S一、 RF布局4 d t2 v1 ?4 H
1、发射电路（TX）与接收电路（RX）隔离开来。
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这主要是避免Tx干扰Rx 不过因为PCB板子空间有限 如果是TDD系统 亦即分时多任务 Tx跟Rx是不会同时运作的 那么Tx跟Rx可以靠近一点没关系 4 ~( Q' b; q% B( U0 Q* m
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2、发射端匹配电路靠近主芯片一端，接收端匹配电路靠近LAN端或FEM一端。 7 q7 E* P5 r F( i/ `
& U% N+ V( c, u/ y假设整个BlockDiagram如下 :
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/ C+ [6 l% V5 }Tx Matching要靠近FEM,Rx Matching要靠近Transceiver 而且要靠近阻抗不连续之处放 4 V; D4 ]- o, G2 x2 [/ F Q
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W/ D# F* k: ?+ Z原因是转弯处会因阻抗不连续(不论圆弧转弯或45度转弯) 导致阻抗偏移 所以你要靠Matching再把阻抗调回来 简单讲 要越靠近Load端放置 ; w( f! L% a. E/ a" I* A2 n/ Q
但这是在走线不是很长的情况下 如果走线很长 那匹配电路 不可放中间 - A+ Q- q" y2 I) b
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! t: X; b9 {1 m: {2 h5 S' {原因是因为 走线一长 阻抗就容易偏掉 走越长偏越多 所以Long Trace1偏掉的阻抗 Matching不见得调的回来 再者 就算Long Trace1没有使阻抗偏离50奥姆太远 但可能会因为其寄生电感(走线造成) 跟寄生电容(走线跟两旁GND, 以及下方GND造成) 以至于Matching调不太动 怎么调都很难回到50奥姆
/ N! D# r4 f, W& f3 b就算Matching有把阻抗调回来50奥姆 但最后又会因为Long Trace2 使得最后进入FEM的阻抗又偏离50奥姆 那Matching不是白搞??
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所以走线长的话 要放两组匹配 3 n m3 a! s( F% s9 P% M
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* i% H. k* b) C+ T4 t+ S6 Q& d一开始出来就要先放一组Matching 1 确保Transceiver输出调到50奥姆 而Long Trace导致的阻抗偏离 最后再靠Matching 2调回来 当然 如上述 Long Trace导致的阻抗偏离 以及其寄生电感电容 Matching 2不见得能调回来 但能救多少是多少 如果嫌两组pi型组件太多 至少也要两个L型 当然 走线最好还是不要太长
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5 z0 d- ^" x5 k2 k( w9 Q 6、滤波器输入，输出隔离原则：如果射频信号线不得不从滤波器的输入端绕回输出端，那么，这可能会严重损害滤波器的带通特性。
9 o1 V9 _+ q$ t以SAW Filter为例 输入与输出的电感组件，不宜平行摆放过近， 4 r9 u, c6 H2 ^9 Q
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否则会因互感而影响Out-of-band噪声的抑制能力， 若真的因为Layout空间限制，不得已需靠近，至少要正交摆放，才能使互感量降到最低。 / Z' t( F3 X, W5 R
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3 ^" ?5 ?$ w! h8 E- |0 p再者 SAW Filter目的是砍Outband Noise 亦即Input讯号 是含有Outband Noise的 如果走线过近 那么input走在线的Outband Noise 会耦合到Output走线 那就失去SAW Filter的用处了 * S# H+ I& _8 N* L
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+ W4 j/ X/ A. b" {1 i* L) }另外 在铺铜时 其GND Pad要跟表层GND隔开 切记不可共地 ! z# D! ~! t2 e6 A
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不然其Outband Noise 会透过共地 去干扰到输出讯号 亦即砍Outband Noise的效果 会大打折扣 : n0 s5 D) O# w* p0 b# \
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; U. I/ |8 A* `8 E& A6 a另外 输入跟输出的落地组件 不管电感电容 也不可共地 因为Outband Noise会透过共地 窜到输出讯号 亦即砍Outband Noise的效果 会大打折扣
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二、 RF布线2. Z/ G# M& p$ G Z+ F5 }/ g4 k
1、将RF线布置在表层上，阻抗控制50 Ohm。将RF路径上的过孔尺寸减到最小。
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寄生电容公式如下 :
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) \3 @; D7 A- S; QD1是Pad半径，D2是Anti-pad半径。影响寄生电容的主要参数为Pad半径。 若将所有变量固定，只探讨D1与Cvia的关系，可得出下面曲线 : 2 W; \2 G# S( S9 E [- E% D5 R
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由上图可知，Pad半径越大，其寄生电容越严重。
7 ~- n. |3 B. Z' q( i; V/ S而寄生电感，其公式如下 :
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h是Via长度，由上式我们发现寄生电感也与Pad半径有关， 半径越小，其寄生电感越大，但影响不大。影响寄生电感的主要参数为Via长度，h越大，其寄生电感越严重。
# l* x, |+ r6 ?; B3 W5 t5 u所以由以上可知 Pad半径越小 可有效减少寄生电容 而寄生电感只有极轻微地增加一点点 这是过孔尺寸减小的好处
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但是 过孔尺寸减小 也意味着你这走线在换层时 线宽会变细 这会使得Insertion Loss变大 这是过孔尺寸减小的坏处 * n; ~2 h( \% o G7 u% V0 @
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: _7 u* M, ]) x4 n对RF讯号而言 一般对于过孔尺寸 并无太严格的要求 若真要两害相权取一轻 那宁可过孔尺寸大些 因为寄生效应导致的阻抗偏移 可以靠匹配调回来 但Insertion Loss变大 这怎么调都调不回来 早在PCB洗出来时就注定了 & I; a" Q( p/ h0 Q# G6 F
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2、射频信号线拐角走弧线。 * T% C( L- F& W% g6 T# ~' z
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凡转弯是一定会阻抗不连续 弧线是可以把该损害降到最低 不过其实对RF走线 也并无太过严苛的要求 一般45度就可以了
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' u: Q$ Q! O$ I5 d+ w3、所有电源先经过滤波电容再到管脚，每个滤波电容都要有接地过孔。
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这是为了把Noise导到GND 确保流入管脚的电源是干净的 - g% K" X4 r, R! \, \% J% |8 x
但是要注意 摆放位置一定要极靠近管脚 否则外来Noise 会直接窜入管脚
; y% J/ g& C0 J! E7 S( ]. h还有 该落地电容 必须独立的GND 直接打Via连到Main GND 不可跟表层共地
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8 @7 T9 o- c$ p- {; V9 m/ x) { |两个用意 一个是怕Noise透过共地 去污染其他电源走线或IC 另一个用意是 如果共地 这样会使得Noise的Return Path拉长 亦即其Loop area加大 那么EMI辐射干扰也会变大
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( a" j# c+ P. r6、敏感信号线，功率检测信号（TSSI）包地处理。
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; j" C! f& u' q+ i- G2 [1 ~以RF组件来讲 一般会特别包地的有 1 u) m$ K% y0 S. X7 M! H
1. RF讯号走线(包含TSSI, PDET, FBRX, CPL走线) 2. 控制讯号走线 3. I/Q讯号走线 4. XTAL讯号走线
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- k( x1 K( a0 Z# u6 l7、控制线尽快走内层，防止走表层时能量向外辐射。 + T1 x# l1 t1 N% w$ p& v# u" I
, }" ?2 v$ B7 j* m7 q: n走表层时 尤其不可走板边 由下图可知，不管是表层走线，或内层走线，其电场本来就会往外辐射， 因此内层走线除了可获得良好的屏蔽效果外，同时也会因上下两层的GND吸附其往外辐射的电场，使其辐射干扰大大降低。 而表层走线则是一部分的辐射电场，会被其下层的GND吸附，另一部分则直接辐射出去，故产生的辐射干扰会比内层走线大。 * `% }" n9 k0 E1 s
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8 I- t8 x" e# v而倘若表层走线，直接走在PCB边缘，会因下层GND吸附的电场极其有限， 导致其电场几乎都辐射向外，以至于产生的辐射干扰大为增加， 该现象称之为EDGE Effect，或称为Fringing Effect，如下图:
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; `9 A1 R/ I: K9 o; \0 H7 _8 u/ t所以 如果是Tx/高速数字讯号/电源走线 走板边会产生辐射干扰
5 O9 p9 s1 L! s/ P- ?( t) [因此走线与PCB边缘的距离，至少需为20倍的板厚，该法则称之为20H Rule。 - j8 Y4 U9 r& H
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若采用20H Rule，可抑制将近70%的辐射电场。
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8、多路PA供电采用星型网络拓扑结构，独立的引线在引脚之间提供了空间上的隔离， / Y6 q2 W) V/ X# o( |1 K
有利于减小它们之间的耦合。另外，每条引线还具有一定的寄生电感，它有助于滤除电源线上的高频噪声。
* Z+ z( z" i1 h& u, Y# `- p' U" y星状走线 最重要是分支点位置
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道不同 一开始就要不相为谋 不要最后一刻才来分道扬镳 如果一开始就分支 就算Pin1有Noise 也不会流到Pin2跟Pin3 而且分支点到Pin的引线 刚好可以利用其寄生电感 充当RF Choke
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1 u' ?9 T. V) R q1 E. R+ _* M' g* |' ]% b/ b: a
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发表于 2015-6-26 15:33
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发表于 2016-1-14 14:26
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