本帖最后由 criterion 于 2015-3-8 16:42 编辑
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ACLR肯定是受输出功率影响啊- |: E, r4 M" M- `8 b
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1 h D# ?& A2 n$ ~% U5 C/ N
! t x6 X3 A1 z7 C
: D, {8 E) R- l0 L7 B2 F) D7 r+ z: r! A' e: p/ r1 P* T
1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应, Z4 j: S1 n" s" g! `$ g
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0 ?2 _1 C5 `" z1 g0 h$ n5 T3 e% X1 v. N5 t5 o; }
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而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :$ F6 U( e( S+ k$ f
$ n6 o4 a6 w& j8 w5 y* K. l( j
; z1 Z: C* L3 T8 c9 i# H
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而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨+ m1 L) E% l/ a4 z6 \! |
( H. ^* a- _, ]! X3 @
) t3 ^8 z k$ y& z2 s5 j+ | M* I* v
) \, C3 K' S, Y$ A: a
" k2 J% e: o& e+ {' G
而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3
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由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低4 \* g6 ^- J8 Q+ N
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* ~* H3 s2 n6 O3 B2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图 ( q7 s- W! D* P; B2 k7 F+ ^$ `
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9 L8 \7 l ?& K* o1 L' W由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
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3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
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( _( E( u' L3 q
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而WCDMA的方块图如下 ( a; Y/ F9 v1 {; z
" `) X8 {; d- p1 b, |# Y% _9 g9 g
+ z2 P; N; i% pPA输出端的Loss 例如ASM,Duplexer, Matching, 走线的InsertionLoss 统称为PostLoss 如果你要达成TargetPower(例如23.5dBm) 一旦PostLoss越大 意味着你PA的输出功率就越大 如下式跟下图 :
6 c. u+ e! H s/ J Y
+ q* X/ {$ E, J! u ' L4 _7 R8 j" s; C/ y1 l$ y
+ Y! {7 |, V4 d2 \5 {/ r1 w" {
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如果PA输出功率打越大 那就是Back-off越少 越接近饱和点 当然其线性度也越差 其ACLR会跟着劣化
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4.
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由上图可知 PA的input 同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull 如果PAinput的阻抗 离50奥姆太远 亦即此时DA的线性度不够好 ACLR就差 加上PA是最大的非线性贡献者 如果PAinput的ACLR已经很差 那么PA out的ACLR 只会更差 一般而言 一线品牌大厂，其PA输出端 正负5MHz的ACLR， 都要求至少-40 dBc，7 D; X# ]/ b; J; i7 f* o
. C$ C$ H) a( d V
+ n! I9 h/ Q8 b" _6 c
' i1 B8 C: _) }5 ^/ T亦即表示PAinput的ACLR 至少要小于-50 dBc (由于DA的输出功率 远小于PA输出功率 因此ACLR也会来得较低 再次证明ACLR与输出功率有关)
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5. LO Leakage跟DA产生的2倍谐波，有可能会在PA内部，产生IMD3 进而使ACLR劣化。 6 l3 l- a. W/ L/ M0 i
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所以若在PA前端，先用SAW Filter把2倍谐波砍掉， 可降低其IMD3 进一步改善ACLR。 6 i3 T7 o( h7 P7 ?) F9 d
y1 D. U& V ]8 Q8 g7 e3 u而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声， 因此理论上，使用BAW的ACLR，会比使用SAW来得好。
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. i3 B! G Y; R) o/ J而FBAR的带外噪声抑制能力 又会比BAW来得好 6 W: e" W9 M* O1 \9 O) U' h
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当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。2 v1 m4 Q/ d9 F' c' V
而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。 : m% B6 O& H0 ~, K5 T; X
0 J* D8 j+ b. Z, B2 [0 N6 l
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这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，
" I% I0 E" [* [- s* ]+ K7 F PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR， 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。
% B0 A" v8 Q8 ?% e 换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， 6 `7 I/ F2 o! v4 S/ Z
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 : 5 r% p5 i8 i( v% I* q' q) w
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而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 : ( ?$ t4 J2 {& F( U0 {& m
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若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低 # s2 H$ F" X/ Q5 b1 s: x
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; Q( H, M1 K; W k+ T: i# s
6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差
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这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容， 即Cgd, 如下图 : - o8 L5 W" C" s7 K0 q5 Y
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% `6 }2 z+ P, |& o6 w) j
而当电压极低时，其Cgd会变大。 2 F+ I% ?- F: ]" S1 E& \+ b
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上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，! w/ i4 F0 N7 V7 U1 N/ [
因此部分输入讯号，6 J1 q/ S2 ]% x6 `- e" ?+ u
会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重的失真* _! H1 [0 V' D2 w* B u* ]
简单讲 低压会让PA线性度变差+ j7 M& A+ b _
因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小
, e& @8 A' n% L. I那么ACLR就会差; c# z& \. i5 q) H" q& w( [' F
当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要& a* N; N2 e1 [+ w- q8 b
否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差2 |0 K- l( f1 A& w) b- _7 ?
那PA输出端的ACLR 只会更差
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( ]3 u4 y. t& w- l7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度 & t- a3 t8 C) I
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而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)% C/ Y3 b8 S( A; M
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5 K# W4 E$ v) H6 b& p
3 a. N. \# o9 Z0 J因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下5 p7 P& f4 p- A
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8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 : 0 M( L+ x7 \' W4 C1 ] a. F
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1 M' |$ N+ ~: ^( R" X" {. Q4 P由于DC-DC Converter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧 p R8 U9 I5 L+ ^6 M/ {1 N
5 D- W6 w6 o4 U9 M& M# e
7 R1 d. a9 g. L% O4 v6 X% O* ?$ L! r
虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR 3 I9 D( t+ k9 ~& h5 D$ {
% h( K" Y, s: {
7 x+ \5 p6 b. a5 X3 x* k$ |因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 :
. ]2 G" g( t; W: Z$ `# n0 X) c8 X3 d
0 {- B3 H. R3 e/ \' Q% ?
6 v3 q8 F2 F- Z- x我们作以下6个实验 & D; m1 @. K+ `8 _4 R
9 Q; `: K' |1 N2 D: i$ p, V1 W1 {
% [0 `% L. m% ^2 g: S; K4 H: I
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% r$ A- i! u1 D2 v0 N# a P% J0 f1 g0 J0 h7 d/ o) \, B
1 A+ ]8 t1 D: l" y, b# ?9 n& w; D1 E* d! Y, i
就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大
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3 B, k$ F/ N8 Q
7 e4 }; t; D8 z" I
- K; n1 l; \- X" x) B4 E' |$ V
& E, X; q: F8 i0 R" z4 a( j
5 K) b+ d( {+ d5 {
9 `( R* c; v6 |4 X! G
6 u$ H' D) x' m) ^% X9 r R3 T, P4 O
9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用
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而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化
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. Z( c/ _. E! o2 O- n因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向
5 d& K2 G9 t$ e/ Y) ~% k3 M1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
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- j) H8 _" \: h n( b
# h6 Q/ i) `3 H1 V$ Z4 d! U6 F# B) i9 K
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发表于 2015-1-28 15:34
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发表于 2015-3-8 16:32
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