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本帖最后由 紫菁 于 2017-9-29 14:34 编辑
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& d8 t1 r$ P$ E) w" R' K0 n9 J1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应 3 G: _' G } C# G
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而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 : 9 d6 p1 C( n) p! h' g m% I
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而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨 4 w3 h5 f6 T* [8 q2 [
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而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3
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3 p7 Z o. F' c4 b% I3 I$ Z" Q
由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低6 R \: G1 ^* Z
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2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图 ( z* x0 ^+ u" r3 I8 w' |
4 \! p( V( P+ x. p; c n
k/ M; p$ n5 N% R& U7 O) z
% B- e5 \6 c0 S
由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
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3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
$ w. s( j: G$ }% Z) ^1 N" m 当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。
& [( E* `* X2 W! Y: q 而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。
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这是为什么呢? * h f1 H# M! k, q
其实由以上分析可以知道，PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR，
# o2 {% K7 ^' ]3 ~5 d 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。
, @) Q! b1 X/ W/ `) E, U 换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的，
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 : + t' f2 X8 K) p, C- {& ?; Z
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, ~4 I& S, Q/ e! E# i5 ]2 z- J
而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
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若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低 # @! V$ V* U2 _
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6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差 / f# `, T" |4 N. W1 C' y/ I
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这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容， 又称为米勒电容，即Cgd, 如下图 : ) ^8 z. ^) t' X+ ^, o) L
5 f+ g1 \, n4 t. p0 t
$ i! u7 H. r: m- o. a! N
而当电压极低时，其Cgd会变大。 8 l X7 }- r( a, p; D8 r
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上式是Cgd的容抗， 当Cgd变大时，则容抗会变小， 因此部分输入讯号，会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象， 导致输出讯号有严重的失真 简单讲 低压会让PA线性度变差 因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小 那么ACLR就会差 当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要 否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差 那PA输出端的ACLR 只会更差
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7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度
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! ?) T8 ^. Z2 f* Y5 T, i
而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)
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因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下
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w N/ R# n7 N4 R( k 8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 :
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由于DC-DCConverter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧 i0 y: ]- S' }5 f# J4 R9 V$ a- Z
! J: A6 ] l/ ]1 }% s
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虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR 因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 : + l" Y1 Y1 M* l$ Q
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我们作以下6个实验
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就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大 : R3 C; m, o9 j* A
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. v4 V4 V6 Z+ Q @. [4 o9 N, _. k3 v, T9 R3 y
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9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用 8 p L1 K$ `# f3 s# L, e6 |; s
而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化
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因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向 1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
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发表于 2015-3-8 16:55
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发表于 2016-3-31 11:39
