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标题: 常用的器件选型 [打印本页]
作者: 故城往事 时间: 2016-3-26 23:01
标题: 常用的器件选型
电阻
0 K5 W5 Q/ @- n; P; F& J7 d8 v/ ? y; H 电阻的常用选型可能最主要的是0欧姆电阻，其中最主要的参数是功率，对0欧姆电阻而言，功率的大小跟封装是有关系的，关系如下：
, {, B0 h6 c: Z1 ^- b 0201——1/204 h0 _' `; ]. \1 z
0402——1/16% P0 E, ~/ E' @4 V! _8 G5 I
0603——1/88 p0 h- l+ q+ o# X7 i
0805——1/40 \7 E7 b* C' m/ \2 z- [% t
总而言之，封装越大，可以承受的功率也就越大。
+ m3 q+ I- o% Z0 M7 O电容 L' e1 l5 y$ e: O0 G6 A1 O4 W
9 t% c0 \# C$ W; Y6 X. Y
电容应该是大家都很熟悉的一个器件，它的频率特性也很经典，在图中的最低点处是它的谐振频率点，在选型时候，我们最关注的是耐压和容量以及谐振频率，应用的场合有有旁路、去耦、滤波、隔直和储能。
3 I5 E1 j8 p- ]+ a' U2 S 电容的最经典的应用场合属于PDN（power distribution network），从以下四个方面看：
: Y( B; y2 R" R2 m0 p( n; m6 p （1）稳压电源本身的输出不是恒定的,会有一定的纹波；
(2)稳压芯片无法实时的响应负载对于电流的快速变化；
（3）负载电流会在电源路劲和地路径上产生压降；
（4）信号通过过孔换层的时候也会引起电流的噪声。
会造成电源系统中产生噪声，从两个角度来考虑（储能和阻抗），一般的解决方法就是利用去耦电容，在常用的去耦方式中，一般选择大电容和小电容并联，其中小电容一般放在前面，大电容放在后面，但必须靠近芯片引脚，因为电容会有个去耦半径的问题；除此之外，常用的去耦电容网络的设计方法主要有以下两种：BIG-V和multi-pole方法，前者的电容不变，为并联多个相同容值的电容，这样谐振频率就不会变，但是阻抗就会降低，后者为不同容值的并联，我们最关心的是并联谐振频率，必须严格控制并联谐振峰的大小，同时关注两者容值差的影响，一般来说，差越大，并联谐振峰越大。
上图即为用同容值的电容进行去耦。其他的作用比较好理解，比如在滤波上，在手机电路中，我们经常用33pf的电容去滤除射频电路900MHZ所产生的噪声（此时电容的阻抗最小，电路的要求是在900M的时候接地电阻小于5欧姆）；! ^, c H; g* W+ J+ L
DC-DC 电感：5 d% g# f, `$ b
! w7 R3 y' L7 k- P一：电感主要参数意义 - l( J0 @- G# B. ]' I% l
; K! t6 F! z8 C) C# q
DC-DC外围电感选型需要考虑以下几个参数：电感量L，自谐频率f0,内阻DCR，饱和电流Isat，有效电流Irms。
$ V- Z4 \: G: y' @8 L: L' l2 o
) R! P8 y& h% L( G* G电感量L：L越大，储能能力越强，纹波越小，所需的滤波电容也就小。但是L越大，通常要求电感尺寸也会变大，DCR增加。导致DC-DC效率降低。相应的电感成本也会增加。 $ r; h/ h2 t# Z/ ?# q
, r; _8 U+ O3 w$ {5 Y+ t
% k" y, c6 i( u" ?/ U自谐频率f0：由于电感中存在寄生电容，使得电感存在一个自谐振频率。超过此F0是，电感表现为电容效应，低于此F0，电感才表现为电感效应（阻抗随频率增大而增加）。 9 j5 i) W% f/ o A6 \
$ {; b% K1 E+ ?7 x4 h% L
- C7 u; s4 a( t# f) O* h6 f内阻DCR：指电感的直流阻抗。该内阻造成I2R的能量损耗，一方面造成DC-DC降低效率，同时也是导致电感发热的主要原因。 " |" }& k- }6 f! m4 I1 u# u; i# }
饱和电流Isat：通常指电感量下降30%时对应的DC电流值。
/ C) ?6 h8 O, X* I有效电流Irms：通常指是电感表面温度上升到40度时的等效电流值。
" S; e7 b7 g g2 H8 U$ f! H: K4 G2 \+ }5 k$ G
二：DC-DC电感选型步骤
, |: S/ ]; k' l2 `* F: W! ]' J( @: ^
1、根据DC-DC的输入输出特性计算所需的最小电感量。 7 h/ a4 `/ q/ E2 \; h4 E
对于Buck型DC-DC，计算公式如下 & F- D8 \) C5 v; `! G; y
Lmin=【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irpp ' U4 s% F6 j$ H/ y2 D
2 P8 s$ r/ Q7 [/ p: @8 }# a
其中：Vinmax = maximum input voltage
8 P: r$ x4 n( M1 G4 EVout = output voltage
* O) Z3 J5 s9 t5 b+ G0 W" e/ [' _# ^4 E% N, X, Q
fsw = switching frequency 0 Y* |7 c" m4 x! k' h3 v
Irpp = inductor peak-to-peak ripple current
9 c1 I9 E6 V& @/ v) L# ?# ]# N
6 T4 d! ?9 ^: ^ e: @# S通常将Irpp控制在50%的输出额定电流Irate。则上述公式变化如下：
. P# K4 V! ]% `0 q5 d" O9 mLmin=2*【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irate
3 K) x/ {! N2 s/ x. H( q4 e- }$ `6 |, G" ?2 A
对于Boost型DC—DC的Lmin电感计算公式如下： m) {0 M3 v" h$ M5 l# z
Lmin=2*【Vinmax*（1-Vinmax/Vout）】/Fsw*Irate ( l5 k ^: X7 I
8 x6 r5 I; n( B' n; q2 W! m( Z
2、根据电感的精度，计算出有一定裕量的电感值例如：对于20%6 T" o- {9 T2 N4 l
精度的电感，考虑到5%的设计裕量。则Dc-DC所需的电感为L=1.25*Lmin ! G6 Y4 j U0 a* x. R/ ~/ O
& v6 a& `# I2 ~3、确定我们所需的电感为比计算出的电感L稍大的标称电感# f# t+ R# H! p+ e) W% M+ ^' B
例如：有一手机使用Buck型DC-DC，其输入为电池Vinmax= =4.2V，开关频& ]# `* G. t% T1 F. Y. l7 Y
率Fsw=1.2MHZ，输出电流Irate=500mA，输出电源Vout=1.2V
" @' V( E% X& }' B8 T" k$ F) H, w* n* y' E, q9 \! R( m
则其DC-DC所需的电感Lmin= [2*1.2*（1-1.2/4.2）]/(1.2*0.5)uH=2.85uH ( q- ^ b# G, K& H& [
5 n4 {3 F1 S; d2 B2 @L=2.86uH*1.25=3.57uH. # V( z) p3 F# b" T, J, t, m. e: |
) ~! p2 Y' w+ w/ |& I4 J) l0 h
距离3.57uH最近的一个标称电感为4.7uH，所以DC-DC外部电感选用 $ x7 b2 ]' m* P0 u% S
4.7uH电感。 3 w9 g( T- a4 a3 G7 w- G/ N
+ n; j% W$ y/ y" [% U$ F
4、在给定的的标称电感下，考虑以下限制因素最终决定电感的选
3 { B" `6 Z6 ^4 Y, X, }型。 % z- ~6 c2 E- n, b$ F2 [* k8 D" z
; q6 j+ R# h( j8 c
1）电感自谐频率f0需10倍于开关频率Fsw以上。
0 @# P# y3 F% h$ E$ \( F7 q
8 ~4 j! W1 C m- C; `- u/ q4 S1 @6 T2）饱和电流Isat和有效电流Irms中较低的一个需是DC-DC额定电流输出Irate的1.3倍以上。 0 G. `) {/ |1 c6 ^0 q# g
0 z5 r! G9 x. h. I) ~7 Z8 Q" @2 q: p3 U7 T K( C% C2 `
3）DCR越低越好 3 {, G$ @2 A) z
4 }0 N! A3 d6 K
4）叠层电感比绕线电感好（损耗小） 6 Z$ F# |8 H/ R' q7 `
a1 e% J. ^8 l* {6 m5）带屏蔽的电感比不带屏蔽的电感好。（改善EMI）
0 n) F9 E- F* x9 v" k另外，电感的成本和体积也是需要权衡的。
$ J8 E7 S) x) ~" }! L, c& z5 oTVS管：
- Z: w6 i2 Q( t& x! @! t( n; _& e& ?# \! r一、选用指南1 c: N( D* d7 a* k1 S. e5 a
1、 首先确定被保护电路的最大直流或连续工作电压，电路的额定标准电压和“高端”容限。
2、 TVS的额定反向关断电压VWM应大于或等于被保护电路的最大工作电压，若选用的VWM太低，器件有可能进入雪崩状态或因反向漏电流太大影响电路的正常工作。
3、 TVS的最大箝位电压VC应小于被保护电路的损坏电压。
4、 TVS的最大峰值脉冲功率PW必须大于被保护电路内可能出现的峰值脉冲功率。
5、 在确定了TVS的最大箝位电压后，其峰值脉冲电流应大于瞬态浪涌电流。
6、 对于数据接口电路的保护，必须注意选取尽可能小的电容值C的TVS器件。
7、 带A的TVS二极管比不带A的TVS二极管 的离散性要好，在TVS二极管A前面加C的型号表示双向TVS二极管。
8、 直流保护一般选用单向TVS二极管，交流保护一般选用双向TVS二极管，多路保护选用TVS阵列器件，大功率保护选用TVS专用保护模块。特殊情况，如：RS-485和RS-232保护可选用双向TVS二极管或TVS阵列。
9、 TVS二极管可以在-55℃到+150℃之间工作，如果需要TVS在一个变化的温度下工作，由于其反向漏电流ID是随温度的增加而增大；功耗随TVS结温度增加而下降，故在选用TVS时应考虑温度变化对其特性的影响。
10、TVS二极管可以串/并应用，串行连接分电压，并行连接分电流。但考虑到TVS的离散性，使用时应尽可能的减少串/并数量。
' S0 D, B& r+ b, R1 D2 K
11、单极性还是双极性-常常会出现这样的误解即双向TVS用来抑制反向浪涌脉冲，其实并非如此。双向TVS用于交流电或来自正负双向脉冲的场合。TVS有时也用于减少电容。如果电路只有正向电平信号，那麽单向TVS就足够了。TVS操作方式如下：正向浪涌时,TVS处于反向雪崩击穿状态；反向浪涌时，TVS类似正向偏置二极管一样导通并吸收浪涌能量。在低电容电路里情况就不是这样了。应选用双向TVS以保护电路中的低电容器件免受反向浪涌的损害。. ?1 S1 Y& v' U. {' g
5 t! K) q& L( N- l5 B$ t1 v二、注解
1、VWM—是TVS最大连续工作的直流或脉冲电压，当这个反向电压加于TVS两极时，它处于反向关断状态，流过它的电流小于或等于其最大反向漏电流ID。
2、VBR—是TVS最小的雪崩电压。25℃时，在这个电压之前，保护TVS是不导通的。当TVS 流过规定的1mA电流IR时，加于TVS两极间的电压为其最小击穿电压VBR。
3、IT—--测试电流。
4、ID—--反向漏电流。
5、VC—当持续时间为20us的脉冲峰值电流IPP流过TVS时，其两极间出现的最大峰值电压为VC。它是串联电阻和热温升两者电压上升的组合。
6、IPP—最大的峰值脉冲电流。
7、C----电容值（pF）。在收/发的总线接口电路里，选取电容值小的TVS器件尤为有利。
对于第七点，TVS管的容值对USB的眼图有很重要的影响。
磁珠
磁珠也是一个很重要的器件，其具体的参数和选型如下：
8 J* J# ?2 j6 ]& x# ]& t9 _ 磁珠（Ferrite bead）的等效电路是一个DCR电阻串联一个电感并联一个电容和一个电阻。DCR是一个恒定值，但后面三个元件都是频率的函数，也就是说它们的感抗、容抗和阻抗会随着频率的变化而变化，当然它们阻值、感值和容值都非常小。
从等效电路中可以看到，当频率低于fL（LC谐振频率）时，磁珠呈现电感特性；当频率等于fL时，磁珠是一个纯电阻，此时磁珠的阻抗（impedance）最大；当频率高于谐振频率点fL时，磁珠则呈现电容特性。EMI选用磁珠的原则就是磁珠的阻抗在EMI噪声频率处最大。比如如果EMI噪声的最大值在200MHz,那你选择的时候就要看磁珠的特性曲线，其阻抗的最大值应该在200MHz左右。
' ^& q2 T7 K8 D: ^ 图1是一个磁珠的实际特性曲线图。大家可以看到这个磁珠的峰值点出现在1GHz左右，在峰点时，阻抗（Z）曲线的值与电阻（R）的相等。也就是说这个磁珠在1GHz时，是个纯电阻，而且阻抗值最大。
4 m* v8 O. p2 M( I6 a图1:磁珠的实际特性曲线图。
前面简单介绍了EMI磁珠的基本特性曲线。从磁珠的阻抗曲线来看，其实它的特性就是可以用来做高频信号滤波器。需要注意的是，通常大家看到的厂家提供的磁珠阻抗曲线，都是在无偏置电流情况下测试得到的曲线。
$ {. H/ i( X* A) ~) j# _1 C: x 但大部分磁珠通常被放在电源线上用来滤除电源的EMI噪声。在有偏置电流的情况下，磁珠的特性会发生一些变化。图2是某个0805尺寸500mA的磁珠在不同的偏置电流下的阻抗曲线。大家可以看到，随着电流的增加，磁珠的峰值阻抗会变小，同时阻抗峰值点的频率也会变高。
3 y1 ?* V& P6 m/ _5 y( w. ^: l* A5 N+ b图2:0805尺寸500mA的磁珠在不同的偏置电流下的阻抗曲线。
在进一步阐述磁珠的特性之前，让我们先来看一下磁珠的主要特性指标的定义：. o+ h2 b8 P2 t1 w$ N" f/ s! U
Z（阻抗，impedance ohm）：磁珠等下电路中所有元件的阻抗之和，它是频率的函数。通常大家都用磁珠在100MHz时的阻抗值作为磁珠阻抗值。
. G$ d" p1 W" I4 g+ o3 Z DCR（ohm）： 磁珠导体的直流电阻。
( g* j1 s% v: _2 X) j 额定电流：当磁珠安装于印刷线路板并加入恒定电流，自身温升由室温上升40C时的电流值。3 d6 J) S1 \3 _1 f
那么EMI磁珠有成千上万种，阻抗曲线也各不相同，我们应该如何根据我们的实际应用选择合适的磁珠呢？让我们首先来看一下阻抗值同为600ohm@100MHz但尺寸大小不同的磁珠在不同偏置电流和工作频率下的特性。! d0 q' {" R) _, C7 Z
表1是四个不同大小的磁珠分别工作在0A,100mA偏置电流及在100MHz、500MHz和1GHz工作频率下的阻抗值。
8 N, m& G9 x' w4 P( q8 x. D' z0 |表1:不同大小磁珠在不同偏置电流和工作频率下的特性。
从测试数据中可以看出，1206尺寸的磁珠在低频100MHz工作时，其阻抗值仅从0A下的600ohm减小到100mA偏置电流下的550ohm,而0402尺寸的磁珠阻抗值却从0A下的600ohm大幅减小为175ohm.由此看来，在低频大偏置电流应用的情况下，应该选择大尺寸的磁珠，其阻抗特性会更好一些。
; q( c4 O5 {( M' s" P, } 让我们来看一下磁珠在高频工作时的情形。1206尺寸的磁珠其1GHz下的阻抗从100MHz下的600ohm大幅减小为105ohm,而0402尺寸的磁珠其1GHz下的阻抗则只由100MHz下的600ohm小幅减小为399ohm.这也就是说，在低频大偏置电流的情况下，我们应该选择较大尺寸的磁珠，而在高频应用中，我们应该尽量选择小尺寸的磁珠。
4 B G: N* I6 a& `7 v( p0 Z 让我们再来看一下两个不同曲线特征的磁珠A和磁珠B应用于信号线时的情况（图3）。磁珠A和磁珠B的阻抗峰值都在100MHz和200MHz之间，但磁珠A阻抗频率曲线比较平坦，磁珠B则比较陡峭。
; A, o# q: C% D! O; S2 d图3:两个不同曲线特征的磁珠A和磁珠B应用于信号线时的情况。
我们将两个磁珠分别放在20MHz的信号线上，看看对信号输出会产生什么样的影响（图4）。
* H2 O4 x6 w' [0 Y4 G4 p图4:将两个磁珠分别放在20MHz的信号线上。
用示波器分别测量磁珠输出端的波形图（图5），从输出波形来看，磁珠B的输出波形失真要明显小于磁珠A.原因是磁珠B的阻抗频率波形比较陡峭，其阻抗在200MHz时较高，只对200MHz附近的信号的衰减较大，但对频谱很宽的方波波形影响较小。而磁珠A的阻抗频率特性比较平坦，其对信号的衰减频谱也比较宽，因此对方波的波形影响也较大。
( K' y' X0 {0 Q7 H图5:磁珠输出端的波形图。
上述三种情况对应的EMI测试结果显示，磁珠A和磁珠B都会对EMI噪声产生很大的衰减。磁珠A在整个EMI频谱范围内的衰减要稍好于磁珠B.* ^3 U. P ^; R6 I& `
因此，在具体选用磁珠时，阻抗频率特性平坦型的磁珠A比较适合应用于电源线，而频率特性比较陡峭的磁珠B则较适合应用于信号线。磁珠B在应用于信号线时，可以在尽量保持信号完整性的情况下，尽可能只对EMI频率附近的噪声产生最大的衰减。# y1 z7 t& ?% U0 B
; H k6 S, I3 i+ D8 y; g
作者: bingshuihuo 时间: 2016-3-28 00:02
这个不错！！！！！！！！！！！！！！！1
作者: streetflower 时间: 2016-3-28 11:00
作者: yehuo_2016 时间: 2016-3-28 14:02
这个不错，讲的比较透彻！
作者: jiadongliang123 时间: 2016-7-29 14:47
这个不错，讲的比较透彻！
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