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许多单片机内部都有模拟比较器，利用该比较器可以构成不同精度的Ａ／Ｄ转换器。本文介绍利用单片机片内比较器构成的三种Ａ／Ｄ转换器。0 l5 Y3 g' u; y+ a- _
一、经济型Ａ／Ｄ转换器
. j# Z* s4 u3 X' U 单片机片内比较器外加一只电阻和一只电容可方便地构成Ａ／Ｄ转换器，其工作原理如图１所示。ＣＰＵ为ＡＴ８９Ｃ２０５１。当Ｐ１．５ 为高电平时，幅值接近Ｖｃｃ的电压通过电阻Ｒ对电容Ｃ充电，当Ｃ上的电压充至与Ｐ１．１脚的被测电压相等时，ＣＰＵ内部的Ｐ３．６由低变高。从Ｐ１．５变高到Ｐ３．６变高的时间与被测电压的关系为Ｖｃ＝Ｖｃｃ（１－ｅ－１／ＲＣ）。其中Ｖｃ为被测电压，Ｖｃｃ为工作电压（通常为５Ｖ），ｔ为充电时间。
6 f1 h% n3 V: ?. t" m2 |4 H 由此构成的Ａ／Ｄ转换器有以下缺点：１． 精度和线性度较低。受电源电压、逻辑电平的高低、程序执行时间、ＲＣ时间常数等的影响，精度、分辨率、线性度通常低于６～７位。２． Ａ／Ｄ转换时间较长。充放电时间通常为１０ｍｓ左右，且充电时间的延长不能换来Ａ／Ｄ精度、线性度和分辨率的提高。３． 由于充电曲线为非线性指数函数，需用浮点计算。为简化软件设计，常采用查表法。表格中的数据与ＲＣ时间常数、程序执行时间相关，当ＲＣ的值发生变化时，与表中数据的对应关系受到影响，较难补偿。４． Ａ／Ｄ转换的休止期较长，几乎和Ａ／Ｄ转换时间相同。５． 数字逻辑电平的高低影响电容的充放电，直接影响Ａ／Ｄ转换的精度。当用作比较粗糙的Ａ／Ｄ时，此法不失为一个经济的方案。: j; T+ e# h0 ]! H2 U4 p# q
二、单积分式Ａ／Ｄ转换器
$ D$ Q0 @$ [- D; W2 O1 r 若对Ａ／Ｄ的精度和线性度有更高的要求，可采用图２所示电路。增加的元件不多，但性能得到大幅度提高，此时电容为恒流充放电。当Ｐ１．５为低电平时，Ｒ２、Ｑ２、Ｄ１形成恒流源。假定恒流源用Ｉ０表示，则：( v4 t; x) m, i- X% [1 [
Ｉ０＝（Ｄ１的结电压－Ｑ２的ｅ－ｂ结电压）／Ｒ２……（１）+ _0 e* G+ U2 i) v* `) l2 U2 Q
通常，Ｄ１的结电压为０．７Ｖ左右，Ｑ２的ｅ－ｂ结电压为０．３Ｖ左右，两者在固定的静态工作条件下为定值，因此Ｉ０与Ｒ２成反比。当Ｒ２为定值时，Ｉ０为定值，且与电源电压Ｖｃｃ无关，与Ｐ１．５输出的低电平的幅度关系不大，只要保证Ｑ２导通即可。其工作原理为：当Ｐ１．５为低电平时，Ｑ１截止，恒流源对电容Ｃ１充电。若充电时间为Ｔ，则电容Ｃ１上的电压为: E( m) [4 K4 m
Ｕｃ＝Ｉ０×Ｔ／Ｃ１……（２）$ I b; s$ K: D
因Ｉ０和Ｃ１为定值，故Ｕｃ与充电时间Ｔ成正比。当Ｃ１上的电压大于被测的输入电压时，８９Ｃ２０５１内部比较器翻转（Ｐ３．６变高），ＣＰＵ只要记下从Ｐ１．５变低到Ｐ３．６变高的时间即为Ａ／Ｄ转换的结果。转换完毕后，Ｐ１．５变为高电平，Ｑ２截止，Ｑ１导通，Ｃ１通过Ｑ１快速放电，完成Ａ／Ｄ转换的复位，为下一次Ａ／Ｄ转换作准备。这就是典型的单积分式Ａ／Ｄ转换器。4 d: ^" D+ A. K
为便于读者分析和灵活设计，本文给出有用的几组仿真图表和几个计算公式及补偿参数。读者可以根据这些图表选择Ｒ２和Ｃ１，设计不同性能的Ａ／Ｄ转换器。图４中，ａ点波形为ＣＰＵ的Ｐ１．５的输出波形，ＯＵＴ为Ｃ１上的电压波形，也是模拟比较器的一路输入电压。从图４可以清楚地看到Ａ／Ｄ转换器的工作过程。4 M4 \4 v" b( }
将ＯＵＴ点的波形放大，可以看出，当ＣＰＵ的工作电压为５Ｖ时，Ｃ１上的电压最高可充至４．６Ｖ，且Ｃ１上的电压是线性增加的。为了得到更佳的线性度和提高Ａ／Ｄ的转换速度，规定被测输入电压为０Ｖ～２．５Ｖ。Ａ／Ｄ转换时间小于２ｍｓ。
+ @7 X @0 g+ z' H: ] 改变Ｒ２、Ｃ１，可以获得不同速度、不同精度和分辨率的Ａ／Ｄ转换器。Ｒ２越大，Ｃ１充到２．５Ｖ所需时间越长，分辨率越高。若ＣＰＵ采用１２ＭＨｚ的晶振，定时器Ｔ１作为Ａ／Ｄ转换时间计数器，当Ｐ１．５变低启动Ａ／Ｄ转换时，允许Ｔ１开始定时，一直计到比较器输出变高为止，若需要８位Ａ／Ｄ，可选择Ｒ２＝２０ｋΩ，Ｃ１从０Ｖ充电至２．５Ｖ的时间为３９２μｓ。若Ｔ１的定时时间大于３９２μｓ，Ｔ１中断，认为输入电压高于２．５Ｖ； 若Ｔ１的定时时间小于３９２μｓ，则定时时间即为８位Ａ／Ｄ转换结果。若需１０位Ａ／Ｄ，可选Ｒ２＝８０ｋΩ，Ｃ１从０Ｖ充至２．５Ｖ所需时间为１４９０μｓ。若Ｔ１的定时时间大于１４９０μｓ，Ｔ１中断，认为输入电压高于２．５Ｖ； 若Ｔ１的定时时间小于１４９０μｓ，定时时间即为１０位Ａ／Ｄ转换结果。- f: ]* R, ^) ^, p' B, a2 n4 O/ u
Ｃ１＝２７００ｐＦ，Ｒ２在不同阻值下Ａ／Ｄ转换的满度值见下表。5 N7 j$ [0 ?# M0 E9 n
Ｒ２ Ａ／Ｄ转换满度值 低端死区值ｔ０# D7 U. s. i& n/ N
２０ｋ ３９２μｓ ４ μｓ$ L' \& Y% y; L2 ^! d7 L9 B' u
３０ｋ ５７５ μｓ ６ μｓ
/ H8 Y2 c' |7 n6 f# f) G6 V) ~# | ４０ｋ ７６２ μｓ ９ μｓ
1 \) u1 R0 |4 M. e% u ５０ｋ ９４４ μｓ １１ μｓ
2 E4 E5 b9 K/ n ６０ｋ １１３８ μｓ １４ μｓ
' w7 w. q! [5 L* Q9 `; w5 y( H/ I ７０ｋ １３１２ μｓ １８ μｓ
" {( s: ^" ^+ a+ |: F& T ８０ｋ １４９０ μｓ １９ μｓ
6 m Z8 b+ }4 n3 x0 N% e ９０ｋ １６７２ μｓ ２０ μｓ+ }, Z/ q2 [- q
１００ｋ １８５８ μｓ ２４ μｓ# Q- p3 W7 r. _- U1 M9 ]( O( D
１１０ｋ ２０３５ μｓ ２５ μｓ4 [$ l0 z, ]& C% \
１２０ｋ ２２１６ μｓ ２６ μｓ
( w. L8 C; X0 N5 O; Y; q0 P 市售Ａ／Ｄ转换器有些也存在死区，如ＩＮＴＥＬ１９６内部的１０位Ａ／Ｄ转换器在零点附近有６个ＬＳＢ的死区电压。将图４中Ｃ１刚开始充电时的波形放大，得到图５的波形。由图５可以看出，Ｃ１在开始启动Ａ／Ｄ转换时有一瞬时负压，ＣＰＵ内部的比较器在此期间不会发生比较翻转，这就是死区ｔ０。Ｔ０随Ｒ２和Ｃ１的不同而变化，如左下附表所示。消除ｔ０的方法是将Ａ／Ｄ转换值减去ｔ０作为实际值，在启动Ａ／Ｄ转换时延时ｔ０后再启动Ｔ１，这样Ａ／Ｄ转换值即为实际值。
0 Z9 D$ |2 @9 Z Ｃ１用涤纶电容，Ｒ２用优于１％的金属膜电阻，加上合理的软件设计，Ａ／Ｄ转换的精度接近８位。最好不用电位器替代Ｒ２，长期工作精度不能保证。可以用电阻串并联的方式得到理想的Ａ／Ｄ转换精度。- f, b3 M* h3 S% v: b8 A
三、双积分式Ａ／Ｄ转换器; @: I% ]: i, }4 O8 o& X5 Z
单积分式Ａ／Ｄ转换器的缺点是精度受Ｒ２和Ｃ１的影响。在实际应用中，若需用多路Ａ／Ｄ转换，不妨采用图３所示电路。加一只ＣＤ４０５１，最多可对８路Ａ／Ｄ进行转换。在其中一路加上基准电压，设对基准电压Ｖｒｅｆ进行转换的结果为Ｔｒｅｆ，则由公式（２）可得：
6 e6 d! U) x" B! ?( O7 g( } Ｖｒｅｆ＝Ｉ０×Ｔｒｅｆ／Ｃ１……（３）
4 r1 c, E( q3 E* W5 V （２）式和（３）式比较得：; o8 P! X/ ?! C3 q& v
Ｕｃ＝Ｖｒｅｆ×Ｔ／Ｔｒｅｆ……（４）0 x" t9 `. T9 ~
这样，Ａ／Ｄ转换的结果只与基准电压Ｖｒｅｆ有关，与Ｒ２和Ｃ１无关。即是双积分Ａ／Ｄ转换器的工作原理。+ H8 s3 O3 x/ u0 H+ r& T: a
第一次转换时，先对基准电压Ｖｒｅｆ进行测量，测得结果为Ｔｒｅｆ，然后对被测电压进行测量，假设测值为Ｔ，则用软件计通过公式（４）算出被测电压。只要在这两次测量期间内，Ｒ２和Ｃ１保持相对不变即可。采用此方法，Ａ／Ｄ转换精度可优于８位，分辨率可达１２位。2 X, E4 G, |, @* r
最后，需要说明的是：１． 若ＣＰＵ内部无比较器，也可在外部加一个廉价的比较器或运放来构成Ａ／Ｄ转换器。２． 本文介绍的Ａ／Ｄ转换器主要用在对价格要求苛刻的场合。３． 虽然电路的休止期较短，但建议两次Ａ／Ｄ转换的间隔要大于１００μｓ。 |
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发表于 2016-8-15 15:57
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