电源16——基于PC40EE25的开关隔离电源设计

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引言
: J2 I  ~/ p2 u5 u, R- C- V        　　根据《太阳能光伏发电系统研制技术协议》的规定， 接入太阳能光伏发电系统的电池阵列在最强光照的情况下的开路电压将不能超过750 V，最低不低于120 V。本文介绍的开关电源就是在120～750 V的输入电压范围内能稳定地输出， 从而使太阳能光伏并网发电系统能在协议规定的输入范围内稳定地为低压控制器、IGBT驱动器以及LCD供电， 并使系统可靠地工作。
5 H1 u8 n0 s# h: C3 g+ Z        　　1 电路拓扑
3 t; G# V1 w5 Z( o# V& q% `; O; V  e        　　本设计的电路拓扑结构如图1所示， 图中，当VT1和VT2同时导通时， DC电源和变压器初级组成回路， 变压器初级的电流上升， 变压器的磁通密度从初始的剩余磁通Br上升到峰值Bw， 并将能量存储在变压器中， 这时， 由于次级的二极管VD3的截止作用， 使得变压器不能向次级传送能量； 而当VT1和VT2同时关断的时候， 由于反激的作用， 变压器初级的电压反向， 钳位二极管VD1和VD2导通， 以把原边绕组的反激电压和开关管上的电压钳制在电源电压Vdc。此时， 存储在变压器的能量一部分向副边传递， 另一部分通过钳位二极管返回给电容C1和C2。因而在反激时间内， 变压器的磁通密度从峰值Bw下降到剩余磁通Br。经过一段时间， VT1和VT2又同时开通，以进入下一个周期。整个电路通过连续地开关VT1和VT2， 就可以得到稳定的直流输出。
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! b( D+ y8 k' B1 n6 e8 I        图1 双管反激式拓扑结构

        　　由于实际电路的分布参数以及开关管VT1和VT2的属性并非完全相同， 所以， VT1和VT2不是完全同时开关。当VT1先关断时， 变压器初级T1、VT2和VD2组成回路续流， 而当VT2关断时，变压器储存的能量将向次级传送； 同理， 当VT2先关断， 变压器初级T1、VT1和VD1将组成回路续流， 并当VT1关断时， 变压器存储的能量向次级传送。
5 L/ h9 j: v/ J" l. Z        　　与一般采用单管加控制芯片的开关电源不同的是， 本设计采用了上下两个MOSFET， 这样做的目的一是可以降低每个开关管上承受的电压，二是两个开关管不需要采用两个控制芯片来控制， 而只用一个PWM波就可以实现两个开关管的同时开通和关断。
        　　图2所示是本设计的主电路图， 图中， D1和D2主要防止由于反激电压串入DC电源引起DC电压波动， R1和R2取值相同， C1和C2的容值属性均相同， 这样一方面可以平衡C1和C2上的电压，另一方面可以降低C1的C2的耐压。VT1和VT2共用一个驱动信号， 故可实现同时开通和关断。R3为采样电阻， 该主电路采用的是峰值电流控制模式。VT4的作用主要是外加保护。辅助绕组的设计主要是为控制电路供电。次级整流二极管后加π型滤波器的效果要比只用电容滤波更好， R4为假负载， 主要是防止开关电源的空载。R5， R6，tl431， pc817和R7共同组成反馈电路。
       
  g0 f1 Q2 ?1 T1 t8 ~1 A+ y7 X

       
        图2 主电路图

2 控制电路的设计
& X; R- d8 P6 L2 `2 T3 O5 U) `        　　本设计采用SG*1高集成环保模式PWM控制器， 该控制器采用电流模式(逐周期电流限制)的工作方式， 可以实现软驱动图腾柱输出的可调控的PWM波形， 其输出电压可达18 V， 足以同时驱动两路MOSFET。本设计还在PWM输出端设计了一个信号耦合变压器， 这样可用同一个PWM信号来控制两个MOSFET， 使Q1和Q2同时开通和关断， 还可以实现驱动MOSFET信号的隔离。另外，该控制器也可以提供欠压锁定和过温保护功能，当VDD小于10 V时， 控制器内部将锁定， 不再向外发送PWM波。
) F7 P/ q! [8 `9 Y# w0 g$ x! B        　　本设计采用负载绕组给控制芯片SG*1供电， 从主电路可知， 辅助绕组和次级绕组处在相同的工作方式下， 这在设计变压器的时候只要根据次级输出就可以确定辅助绕组的设计。应当注意的是， 在双管反激电路中， 两个开关管中间有一个悬浮地， 因而不能直接驱动， 所以， 这里采用变压器隔离驱动方法来使VT1和VT2公用同一驱动信号。
0 J( g; ^) u# T% ?        　　图3所示是本设计的控制芯片电路及驱动电路， 图中， R3接在直流电压DC端主要用来启动，当流入3脚的电流足够启动芯片的时候， 芯片8脚Gate输出PWM波， 从而使主电路导通， 电源开始工作。R4主要确定芯片输出PWM波的频率， R5和C5组成电流采样的匹配网路。由于芯片采用逐周峰值电流工作方式， 故在初级线圈电流达到峰值时， 芯片将关断PWM波， 变压器向次级传送能量。
       

       
6 C3 i; S, P' F$ S. o" e+ b        图3 控制芯片电路及驱动电路

        　　图4所示是其系统中的输入欠压和输出过压保护电路。由于本开关电源设计采用了输入过压和输入欠压保护， 故当输入高于750 V或低于120V时， 比较器的2脚电压值会高于2.5 V或比较器的5脚会低于2.5 V， 本设计采用精密可调线性稳压器TL431来产生2.5 V的基准源， 并分别给比较器的3脚和6脚供电， 这样， 在比较器的1脚或7脚就会产生低电平， Q5由于基级电压过低而截止，线性光耦U5的发光二极管不能发光。这时， 由于Q4S接到输出储能电容上， Q4G和Q4S不能组成通路， 所以， 加在Q4管的GS间的电压Ugs为零， 开关管Q4关断， 电源不能向后面负载供电， 从而实现欠压和过压保护功能。
       
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        图4 输入欠压和输出过压保护电路

+ a, n6 y) H9 K: ^( L' {        　　3 电路变压器的设计
1 g1 y6 Q; j/ p2 N        　　采用两个开关管串联不会影响主电路中变压器的设计， 故可根据《开关电源设计指南》中相关介绍来计算变压器参数， 本设计选用TDK公司的PC40EE25高频磁性材料作为铁芯， 变压器的参数计算如下：
        　　初级线圈的峰值电流：
       
       
: A9 Y1 V# }8 m; t3 [        　　变压器的有效功率：
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        　　式中， Ac为有效磁芯面积， 单位为cm2， Bmax为最大磁通密度， 单位为G (高斯Wb/cm2)。
4 实验结果
* r' I) s: x$ n7 c& o        　　目前， 笔者采用该技术成功地设计出了一种输入范围为120～800 V， 输出功率为20 W的辅助开关电源。
. U6 A/ @1 X" V) p# ^/ e( i        　　本设计采用直流120～800 V输入， 输出单路为20 V/1 A， 其实验的工作频率f为100 kHz， 主变压器选用PC40 EE25高频磁芯， 驱动隔离变压器选用T57 R12.5×7.5×5高频脉冲变压器磁芯， 主开关VT1 和VT2 选用APT 4M120K N沟道MOSFET，钳位二极管VD1和VD2选用HER308肖特基二极管， 整流二极管VD3选用CQ504， 保护电路开关管VD4选用IRF9640 P沟道MOSFET。
, e8 \9 s6 L+ z3 U4 s- R        　　5 结束语
        　　实验证明， 由于本设计采用了反激式拓扑结构， 因此， 电路工作稳定度好。这种结构的特点是整个电路使用元器件少， 本身固有效率高(典型效率为80%)， 采用单片开关控制， 整体设计比较经济， 又因为和主功率回路分开， 从而避免了相互干扰， 提高了可靠性。